ANALOGE

SCHALTUNGSTECHNIK

LABOR

Institut für Elektronik der Technischen Universität in Graz

Referenzquellen

Übungsinhalt:

• Konstantspannungsquellen

• Konstantstromquellen

Vorausgesetzte Kenntnisse:

• Übungsunterlagen Referenzquellen

• Kennlinien, Funktion und Grundschalungen von:

Z-Diode, Bipolar-Transistor, Feldeffekt-Transistor

• Grundschaltungen von Referenzquellen

Literatur:

• Hartl, H. et. al.: Elektronische Schaltungstechnik

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1 SPANNUNGSREFERENZEN Spannungsreferenzen liefern eine genau bekannte Spannung für die Verwendung in elektronischen Schaltungen oder Systemen. Jeder Fehler der Referenz wirkt sich auf die Genauigkeit des Gesamtsystems aus.

1.1 Anwendungsbereich Referenzen werden verwendet in digitalen Multimetern, digitalen Kommunikationssystemen, in tragbaren Instrumenten zur Präzisionsmessung und Kalibrierung elektronischer Thermometer, Präzisionsschaltregler - auch benötigt jedes digitale System oder Subsystem oder Schaltung mit analogen Ein- oder Ausgängen zumindest eine genaue Referenz.

1.2 Wünschenswerte Eigenschaften einer Spannungsreferenz • Genaue Ausgangsspannung • Geringe Temperaturdrift (Temperaturkoeffizient, TK) • Gutes Verhalten bei Laständerungen (Load Regulation) • Gutes Verhalten bei Versorgungsspannungsänderungen (Line Regulation) • Gute Langzeitstabilität

1.3 Arten von Referenzquellen

1.3.1 Zener-Dioden-Referenz Die am weitesten verbreitete Referenzschaltung ist die temperaturkompensierte Zenerdiode. Als Zenerdioden werden alle Dioden bezeichnet, die im Durchbruchsmodus arbeiten, unabhängig davon, ob es sich um einen Zener-, Lawinen- oder gemischten Durchbruchsmechanismus handelt. Die in einer Schaltung befindlichen Zener-Dioden erzeugen einen konstanten Spannungsabfall, wenn sie mit einem relativ konstanten Strom betrieben werden. In Schaltungen, die zur Arbeitspunktstabilisierung dienen, werden sie oft mit Operationsverstärkern (OP, OPV, Operational Amplifier, OPAMP) verwendet, oder sie übersetzen Spannungen in Strom oder man verwendet sie als Schutzdioden gegen Überspannung usw.

1.3.1.1 Arbeitsweise

K

A

UD

ID

ID

UDUF

-UZ

∆UD

∆ID

Abbildung 1: Allgemeine Strom-/Spannungskennlinie einer Zener-Diode

Der aktive Teil einer Zenerdiode besteht aus einem in Sperrrichtung betriebenen P-N-Halbleiterübergang. Wird die Diode in Durchlassrichtung betrieben (Spannung im P-Gebiet ist positiver als im N-Gebiet), dann wird dem Stromfluss nur ein sehr geringer Widerstand entgegengesetzt; die Zenerdiode verhält sich wie eine normale hochleitfähige Silizium-Diode (Abbildung 1).

Beim Betrieb in Sperrrichtung fließt nur ein sehr geringer Strom, wenn die angelegte Spannung kleiner ist als UZ (Durchbruch- oder Zenerspannung). Dieser geringe Leckstrom bleibt in diesem

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Bereich bei gleichbleibender Temperatur nahezu konstant. Wird die Sperrspannung bis zur Durchbruchspannung erhöht, kann der Sperrstrom bei kleinen Spannungsänderungen stark ansteigen und die Diode zerstören. Daher wird eine Zenerdiode immer in Serie mit einem Widerstand oder einer Stromquelle betrieben (Abbildung 2). Der in die Last fließende Strom IL bewirkt in diesem Fall eine Änderung der Ausgangsspannung UOUT.

IL

I

U

-UOUT

IZ-UIN

IL

IL -UINR

R

UOUTUIN IZ

IZ'

-UOUT'

Abbildung 2: Zenerdiode mit Widerstand zur Strombegrenzung (Schaltung und Kennlinie)

1.3.1.2 Durchbruchsmechanismen Es bestehen zwei grundsätzlich verschiedene Durchbruchsmechanismen: Zener- und Lawinen (Avalanche)-Durchbruch. Die Art des Durchbruchs hängt von der Dotierung in den P- und N-Materialien ab.

-V -V

-I -I

Zener-durchbruch

65°C25°C

Lawinen-durchbruch

65°C 25°C

Abbildung 3: Temperaturverhalten beim Zener- und beim Lawinen-Durchbruch

Beim Zener-Durchbruch (Abbildung 3, links), einem Niederspannungsphänomen, sinkt die Durchbruchspannung mit steigender Halbleitertemperatur (negativer TK). Beim Lawinen-Durchbruch steigt die Durchbruchspannung mit steigender Halbleitertemperatur (positiver TK).

Zener-Durchbruch: Ein PN-Übergang, der ein schmales Verarmungsgebiet besitzt, wird durch die hohe Feldstärke bei relativ niedrigen Spannungen durchbrechen, da Elektronen und Löcher aus ihren Atomverbindungen herausgerissen werden, und so die Ladungsträger für die Leitfähigkeit bilden. Ein hohes elektrisches Feld unterstützt die Energie, die erforderlich ist um das Energieband zu überspringen. Es werden die Elektronen angeregt, aus dem Valenzband in das Leitungsband überzuwechseln. Ein Ansteigen der Temperatur erhöht die Energie der Valenzelektronen und reduziert damit die Durchbruch- oder Zenerspannung.

Lawinen-Durchbruch: Der Zenereffekt nimmt mit größer werdendem Verarmungsgebiet ab. Bei Zenerspannungen um 6 V überwiegt der Lawinendurchbruch (Avalanche-Effekt). Die Elektronen werden im Leitungsband auf ihrer freien Weglänge so stark beschleunigt, dass sie Stoßionisation durchführen und sich lawinenartig vermehren. Da die mittlere freie Weglänge mit der Temperatur abnimmt, hat der Lawineneffekt einen positiven Temperaturkoeffizienten (TK).

1.3.1.3 Zener-Dioden-Ausführungen Zenerdioden sind erhältlich im Spannungsbereich zwischen 2 bis 200 V; Toleranzbereich 10 % bis 20 % und Verlustleistungen von 0,25 bis 50 Watt.

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1.3.1.4 Nachteile Die Spannungstoleranz ist - außer bei teureren Versionen - generell schlecht. Außerdem rauschen sie stark und sind sehr stark abhängig von Strom- und Temperaturschwankungen. Zenerdioden, die im 5,6 V-Bereich liegen, weisen sowohl Lawinen- als auch Zenerdurchbruch auf und besitzen entweder positive oder negative TKs, abhängig davon, welcher Effekt überwiegt. Aus diesem Grunde eignen sie sich am besten für temperaturunabhängige Referenzen, da sich der positive und der negative TK bei einem bestimmten Strom gegeneinander aufheben können (Abbildung 4, aus: MOTOROLA - TVS/Zener, Device Data).

Abbildung 4: Temperaturkoeffizient als Funktion von Zenerspannung und Strom

Temperaturkompensation: Für eine gegebene Zenerspannung überwiegt bei niedrigen Strömen der Zenerdurchbruch, der TK ist negativ; bei höheren Strömen der Lawineneffekt, der TK ist nun positiv. Da beide Effekte durch den Strom gesteuert werden, variiert auch der TK mit dem Strom. Bei einem bestimmten Strom sind jedoch beide Temperaturkoeffizienten gleich groß und heben sich auf. So kann man durch einen geeigneten Sperrstrom den TK für einen Durchbruch bei einer bestimmten Spannung justieren.

Eine Möglichkeit der Temperaturkompensation bietet auch die Serienschaltung einer Zenerdiode mit positivem Temperaturkoeffizienten und Dioden in Durchlassrichtung mit negativem Temperaturkoeffizienten.

+

-

NegativerTemperatur-koeffizient

PositiverTemperatur-koeffizient

NullTemperatur-koeffizient

Abbildung 5: Temperaturkompensation mit Dioden in Durchlassrichtung

Die Zenerspannung wird so gewählt, dass der TK der in Durchlassrichtung betriebenen Diode eliminiert wird. Die in Abbildung 5 gezeigte Schaltung ist als ZENER IC (Referenzdiode) erhältlich. Benötigt man eine Zenerdiode als Anwendung für hohe Stabilität, und ist der genaue Spannungswert nicht entscheidend, schaltet man eine 5,6 V Zenerdiode in Reihe mit einer normalen Diode.

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R1

R2

R3 R5

15 V

15 V

Uout

Iz

+=

2

11RRUU zout

Uz=

6,2

V

Abbildung 6: Spannungsreferenz mit Zenerdiode und OPV

Der Operationsverstärker in Abbildung 6 dient dazu, einen konstanten Strom für die Zenerdiode bereitzustellen, sie zu puffern und der Referenzschaltung zu ermöglichen, Strom zu ziehen und zu liefern und die Zenerspannung auf eine gewünschte Ausgangsspannung zu verstärken. R5 liefert den Startstrom für die Diode. Der Strom fließt durch R3 und die Diode - der Strom IZ = (UOUT - Uz)/R3 - und wird auf diesem Wert gehalten, unabhängig von der Versorgungs-spannung, der Verstärkerbelastung und - in erster Annäherung - von der Temperatur. R3 wird gewählt, um den gewünschten Bias-Strom für die Zenerdiode zu erhalten, und wird aus der Differenz von Uz und (l + R1/R2)Uz bestimmt: Iz = (R1Uz)/(R2R3).

1.3.2 Burried-Zener-Referenz Die geringe Langzeitstabilität von Zenerdioden kann wesentlich verbessert werden, wenn der Zenerdurchbruch unter die Oberfläche des Substrates gelegt wird, wo er von Feldeffekten beweglicher Oberflächenionen, Verunreinigungen und Oxidation geschützt ist. Mit Ionenimplantation ist es möglich, eine hochdotierte stabile und reproduzierbare Zenerdiode unter die Oberfläche zu legen.

1.3.3 Temperaturstabilisierte Referenzen Hier werden die Referenzen auf konstanter Temperatur gehalten - daher temperaturstabilisiert, nicht temperaturkompensiert. Solche Bausteine beinhalten auf dem Chip einen Temperatur-stabilisator (Ofen) und eine Referenzschaltung. Der Ofen hält die Referenz unabhängig von der Umgebungstemperatur auf konstanter Temperatur, und zwar bis zur vorgegebenen Stabilisationstemperatur. Bei höheren Temperaturen ist keine Kühlung möglich. Aus diesem Grunde hat man es hier mit zwei grundsätzlich verschiedenen Temperaturkoeffizienten für die beiden auftretenden Umgebungstemperaturbereiche zu tun (Umgebungstemperatur oberhalb und unterhalb der Ofentemperatur).

1.3.4 Bandgap-Referenz Die Bandgap-Methode ist eine andere populäre Design-Technik bei monolithischen Schaltungen beruhend auf der physikalischen Eigenschaft der Basis-Emitterspannung eines in Durchlass-richtung betriebenen Silizium-Transistors.

Der TK der Basis-Emitterspannung im aktiven Bereich beträgt –2 mV/°C; der genaue Wert hängt von der Größe der Basis-Emitterspannung (UBE) ab; er ist für einen gegebenen Transistor immer gleich, sodass er als linearer Temperatursensor verwendet werden kann, wenn der Emitterstrom proportional zur Temperatur gemacht wird.

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-273°C0 K

-200°C73 K

-100°C173 K

0°C273 K

100°C373 K

Temperatur

Dur

chla

ss-S

pann

ung

0 V

0,5 V

1,0 V

1,5 V

1,205 V

UBE als Funktion derTemperatur für zwei typische

Bauelemente (IE prop. T)

ErforderlicheKompensationsspannung -

gleiche Bauelemente

konstante Summenspannung fürbeide Bauelemente

Abbildung 7: Basis-Emitter-Spannung, Temperatur und Bandgap-Spannung für zwei Bauelemente

In Abbildung 7 sind die UBE Werte für verschiedene Bausteine in Abhängigkeit von der Temperatur dargestellt und zum absoluten Nullpunkt (-273,2°C) extrapoliert; die Geraden haben verschiedene Steigungen, sie schneiden sich jedoch alle beim selben Spannungswert: 1,205 V. Dies ist die Bandgap-Spannung von Silizium bei 0°Kelvin. Wenn es möglich ist eine Spannung zu erzeugen, die proportional mit der Temperatur im selben Maße ansteigt wie UBE absinkt, dann ist die Summe der beiden Spannungen bei jeder Temperatur konstant gleich 1,205 V. Diese Spannung kann man erhalten, wenn man den Spannungsunterschied zwischen den UBE zweier ähnlicher Transistoren, die bei verschiedenen Stromdichten arbeiten verstärkt: IS1 und IS2 in der Ebers-Moll-Gleichung sind proportional dem elektrisch wirksamen Basisquerschnitt des Transistors. Für gleiches Halbleitermaterial gilt daher für Transistoren mit unterschiedlichen Abmessungen, dass die Sättigungsstromdichten JS1 = IS1/A1 und JS2 = IS2/A2 gleich groß sind

( )

konstant)/JJ wennT, zu (prop. ifferenzSpannungsd-Emitter-BasisUTemperatur AbsoluteT

µV/K14,86adungElementarlonstanteBoltzmannk

qk

lnln

;;

21BE

1

2

2

1

2

1

2

1

222

2

2

211

1

1

1

1

21

2211

=∆=

==

==∆

==

====

∆−

AA

II

qkT

JJ

qkTU

eeJJ

eJJeAI

AI

undeJJeAI

AI

BE

kTUq

kTUUq

kTqU

SkT

qUSkT

qU

SkT

qUS

BEBEBE

BEBEBEBE

Diese Spannung wird dann so verstärkt, dass sie mit UBE, bei gleicher Temperatur summiert, 1,205 V ergibt und ist theoretisch temperaturunabhängig.

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R8 R7

R2

R1 R5

R4

T28A

T1A

I2 > I1

∆UBE

UZ = UBE +

∆UBER1R2U1 = 2

∆UBER1R22

UOUT = UZ (1 + )R4R5

= 1,205 V

Abbildung 8: Bandgap-Grundschaltung mit OPV

Besitzen R7 und R8 den gleichen Widerstandswert, dann müssen durch beide Widerstände gleiche Ströme fließen und daher auch durch die Kollektoren und Emitter der Transistoren T1 und T2 mit sehr hoher Stromverstärkung β. Die Emitterfläche von T2 ist 8 mal so groß wie die von T1, daher ist die Stromdichte J2 = 1/8J1, und ∆UBE ist (k⋅T/q)⋅ln8 oder 179,2⋅T⋅10-6 [V/°K]. Der Widerstandswert von R2 wird von der gewünschten Stromstärke durch T1 und T2 bestimmt; dieser Strom (= ∆UBE/R2) fließt auch durch R1, und da I1=I2, ist der totale Strom 2⋅∆UBE/R2 und die Spannung über R1 ist U1 = (2R1⋅k⋅T⋅ln8)/(R2q).

Bei geeigneter Wahl des Verhältnisses R1/R2 ist die Summe der beiden Spannungen U1 + UBE1 gleich der Bandgap-Spannung von 1,205 V, welche wiederum mit dem Verhältnis (l+R4/R5) verstärkt wird, um die gewünschte Ausgangsspannung UOUT zu erhalten.

Durch die Genauigkeit des Herstellungsprozesses bei integrierten Schaltungen lässt sich UBE vorhersagen und R1/R2 vorausbestimmen. Die Widerstände werden in Dünnfilmtechnik mit geringem Temperaturkoeffizienten hergestellt und auf den Chip aufgebracht. Bei erhöhten Genauigkeitsanforderungen erfolgt eine Lasertrimmung.

Monolithische Bandgap-Referenzen sind, teils als Reglerverstärker mit Spannungsausgang, mit drei Anschlüssen, teils als synthetische Zenerdiode mit zwei Anschlüssen erhältlich, und viele Typen kann man für beide Anwendungen gebrauchen. Auch sind sie oft auf einem Chip mit einer anderen Schaltung integriert.

Die Vorteile der Bandgap-Referenz sind geringes Rauschen und gute Langzeitstabilität, da UBE sehr stabil und unempfindlich gegen Oberflächeneffekte ist. Die Nachteile sind im allgemeinen eine höhere Temperaturdrift und Fehler, die durch ein Temperaturgefälle in der Schaltung hervorgerufen werden, da die Bandgap-Referenz aus mehreren Bauelementen besteht.

1.3.5 Diskrete Bandgap-Referenz Auch hier wird die UBE des Transistors T3 (siehe Abbildung 9) auf 1,205 V ergänzt. Und zwar wird der negative TK der UBE von T3 durch Addition einer Spannung mit pos. TK kompensiert (U2).

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Uein UrefT1

T2

T3

U1

U2RRn1

Rn2

Abbildung 9: Diskrete Bandgap-Referenz

Eine solche Spannung wird erzeugt, indem man die Differenz der Basis-Emitterspannungen zweier Transistoren bildet, die mit verschiedenen Strömen betrieben werden.

mVnq

kTII

UUUU

nII

VUR

UUI

nRUU

I

C

CTBEBE

C

C

refBEref

CBEref

C

60lnln

)Uvong(unabhängi

205,1,,/

12

1211

ref12

1

32

1

11

≈==−=

=

=−

=−

=

Damit U1 positiv wird, muss n1 > 1, also IC1 > IC2 gewählt werden (z.B.: n1 = 10).

1111 1lnln U

Tn

TU

nqkU

TK T ===∂∂

=ϑ

Für T = 300°K beträgt der TK = +2 mV/K; um die Kompensationsspannung U2 mit dem benötigten TK von +2 mV/K zu erhalten, muss U1 um den Faktor 10 verstärkt werden, d.h. n2 = 10. Daraus ergibt sich U2 = 600 mV.

Uref = UBE3 + U2 = UBE3 + UT⋅n2⋅ln nl ≈ 1,2V.

1.3.6 Integrierte Spannungsregler Sie ermöglichen den problemlosen Aufbau von hochwertigen Stromversorgungen. Auf einem Chip im Gehäuse eines Transistors befinden sich die Referenzspannungsquelle, die Regelschaltung, Schutzschaltungen gegen Übertemperatur und Kurschluss und die Leistungstransistoren.

1.3.6.1 Spezifikationen bei Spannungsreglern Anfangsgenauigkeit (Initial Accuracy): Anfangsgenauigkeit oder Spannungsfehler, oder Ausgangsspannungs-Toleranz ist die Abweichung von der nominellen Ausgangsspannung bei 25°C und einer spezifizierten Eingangsspannung. Sie ist bei einigen Bausteinen trimmbar.

Ausgangsspannungsdrift: Ausgangsspannungsänderungen in Abhängigkeit von der Temperatur, oder Ausgangs-spannungs-Temperaturkoeffizient oder Spannungsdrift, ist die Ausgangsspannungsänderung bezogen auf den Wert bei 25°C, und zwar unabhängig von der Änderung der Arbeitsbedingungen.

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Line Regulation: Line Regulation oder Stabilisierungsfaktor ist die Änderung der Ausgangsspannung normalerweise spezifiziert als % pro Volt oder µV pro Volt Eingangsspannungsänderung. Es ist ein Maß für die Versorgungsspannungsunterdrückung (Power Supply Rejection) und wird bei Gleichspannung gemessen.

Line Transient Response: Die Line Transient Response gibt das transiente Verhalten der Ausgangsspannung bei einer sprunghaften Änderung der Versorgungsspannung wieder.

Ripple Rejection: Ripple Rejection, Brummunterdrückung oder Störspannungsunterdrückung ist das Verhältnis von Eingangsstörspannung zur Ausgangsstörspannung in dB.

Load Regulation: Load Regulation, Lastregulierung oder Genauigkeit unter sich ändernden Lastbedingungen, ist die Änderung der Ausgangsspannung für einen bestimmten DC-Wechsel des Laststromes. Sie wird normalerweise in µV/mA ausgedrückt, und manchmal in Ω des Ausgangswiderstandes. Sie beinhaltet die Auswirkung der Selbsterwärmung, verursacht durch angestiegene Verlustleistung bei hohen Lastströmen.

Load Transient Response:

Die Load Transient Response gibt das transiente Verhalten der Ausgangsspannung nach sprung-hafter Laständerung wieder.

Langzeitstabilität: Langzeitstabilität wird normalerweise angegeben in ppm pro 1000 Stunden bei einer bestimmten Temperatur. Diese Spezifikation ist schwierig zu verifizieren und wird generell als typisch bezeichnet, beruhend auf den charakteristischen Daten.

Die Langzeitdrift von Zenerdioden ist in der ersten Zeit am größten. Sie wird mit zunehmender Betriebsdauer geringer und erreicht schließlich einen Punkt, wo nur mehr kleine Änderungen auftreten, ähnlich wie beim 1/f Rauschen. Da dies unter Umständen jahrelang dauern kann, werden die Präzisionsreferenzen künstlich gealtert (Burn in), und zwar im Betrieb bei einer hohen Temperatur, um den Alterungsprozess zu beschleunigen (Abbildung 10).

0

-20

-40

-60

-80

-100

1 2 4

Drift[ppm]

Jahre3 Abbildung 10: Typische 1N829-Drift als Funktion der Zeit

Dropout Voltage: Bei zu niedriger Spannungsdifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang wird die Funktion des Reglers beeinträchtigt. Als Dropout Voltage wird jene minimal notwendige Spannungsdifferenz zwischen Eingang und Ausgang bezeichnet, die für einen korrekten Betrieb des Spannungsreglers notwendig ist.

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1.3.6.2 Die Bandgap-Referenz LT1019 Der LT1019 soll als zentrales Element der Übung genutzt werden. Es handelt sich um eine Bandgap-Referenz, welche eine fixe Ausgangsspannung von 2,5V, 4,5V, 5V, 10V liefert (je nach Ausführung). Für den Laboraufbau wird die Spannungs-Referenz LT1019-5 verwendet, welche eine Ausgangsspannung von Uout = 5V liefert.

Abbildung 11: Blockschaltbilder des LT1019 mit Außenbeschaltung zur Ausgangsspannung-Trimmung

Die Line Regulation sowie die Load Regulation des LT1019 sind sehr gut. Ein 10V Sprung der Eingangsspannung führt lediglich zu einer Änderung von 5ppm am Ausgang (Line Regulation). Eine Änderung des Laststroms führt am Ausgang lediglich zu einer Spannungsänderung um die 100µV.

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RQ 10 / 15

Auszug aus dem Datenblatt des LT1019:

MESSUNGEN: Übungsdurchführung nach Angabe des Betreuers.

a) Line Regulation

b) Line Transient Response

c) Load Regulation

d) Load Transient Response

e) Dropout Voltage

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1.3.6.3 LT1014 Operationsverstärker Der LT1014 ist ein Vierfach-Präzisions-Operationsverstärker. Die maximale Betriebsspannung liegt bei UBmax = ±22V. Ein unipolarer Betrieb ist mit diesem Operationsverstärker möglich. Durch die maximale Differenzspannung an den Eingängen von UDmax = ±30V ist ein Einsatz als Komparator möglich.

1.3.6.4 LM2901 Komparator Beim LM2901 handelt es sich um einen Vierfach-Präzisions-Komparator. In den Übungen wird dieser Komparator als Spannungsbegrenzer eingesetzt. Abbildung 12 zeigt einen Auszug aus dem Datenblatt.

Abbildung 12 Auszug aus dem Datenblatt LM2901

1.3.6.5 Pt-100 Temperaturfühler Pt-100-Sensoren sind Temperaturfühler, die auf der Widerstandsänderung von Platin unter Temperatureinfluss basieren. Diese Widerstandsthermometer sind Kaltleiter (PTC). Sie werden zur Temperaturmessung im Bereich von -100°C bis 850°C verwendet. Die Sensoren werden entweder in der Bauform eines Platindrahtes oder einer Platinschicht genutzt. Die Platin-Temperatursensoren werden durch ihren Nennwiderstand R0 bei einer Temperatur von 0°C und drei weiteren Koeffizienten α, β und γ charakterisiert.

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RQ 12 / 15

Das Pt-100 Temperaturfühler ist kein linearer Sensor. Der Widerstand bei einer bestimmten Temperatur wird wie folgt berechnet:

R0 = 100Ω…Nennwiderstand T. . .Temperatur in °C

Die Koeffizienten für einen Standard Pt-100 Sensor sind in der IEC 60751 angegeben:

Zur Berechnung des Widerstandswertes werden zwei verschiedene Temperaturbereiche und dazu gehörige Abwandlungen der Gleichung verwendet.

• Temperaturen größer als 0°C : In diesem Bereich wird der γ-Term Null gesetzt. Es wird nur mit dem α-Term und dem β-Term gerechnet. Wenn man den Fühler vereinfacht und mit einem linearen Widerstandsanstieg von

rechnet, wird die Abweichung vom tatsächlichen Sensorwiderstand mit steigender Temperatur immer größer und beträgt bei 100°C ca. 1,5 Ω. Dies entspricht einem Temperaturfehler von ca. 3,8°C !

• Temperaturen kleiner 0°C: Sinkt die Temperatur unter 0°C ab, sind alle drei Terme von Bedeutung und zur Widerstandsberechnung wird die oben genannte Gleichung verwendet.

Käufliche Sensoren weichen entsprechend ihrer Genauigkeit (Preis) mehr oder weniger von den Normwerten ab. Für genaue Messungen müssen daher der Widerstand und die Koeffizienten für jeden Fühler eigens bestimmt werden.

1.3.6.6 Display Um eine Visualisierung der Schaltungen zu erhalten wird ein Display benötigt. Das Anzeigeelement HED282 der Firma Falcon kann mit 5V bzw. 9V Gleichspannung betrieben werden, stellt 3 1/2 bit dar und bietet die Möglichkeit, verschiedene Einheiten (°C, Ω, etc.) darzustellen. Da bei den Übungen überwiegend mit einer Spannung von 5V gearbeitet wird, wird auch diese als Versorgung für die Anzeige gewählt.

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RQ 13 / 15

KONSTANTSTROMQUELLEN

1.4 Ideale Stromquelle Diese prägt einem Verbraucher RV einen Strom ein, der unabhängig vom Spannungsabfall an RV ist. Die einfachste Möglichkeit einer Konstantstromquelle bietet eine (Konstant-)Span-nungsquelle mit hohem Innenwiderstand Ri:

DCU0 Ua

Ri Ia

RV sstromKurzschlusRUI

RUUI

i

a

i

aa

...I0

00 −=

−=

Abbildung 13: Konstantstromquelle mit hohem Innenwiderstand

Aus obiger Gleichung sieht man sofort, dass der Strom bei großem Ri beinahe unabhängig von Ua wird. Der Nachteil dieser Schaltung besteht darin, dass man für größere Ströme Ia eine hohe Spannung U0 benötigt (im kV-Bereich)!

ABHILFE: Man begnügt sich damit, nur für einen kleinen Ausgangsspannungsbereich einen großen Widerstand zu verlangen. In diesem Bereich muss dann lediglich der differenzielle Innenwiderstand ri = -dUa/dIa groß sein, während der statische Innenwiderstand klein sein kann. Diese Eigenschaft besitzen die Ausgangskennlinien eines Bipolar-Transistors (Bipolar Junction Transistor, BJT) oder eines Feldeffekt-Transistors (FET). Der differenzielle Innenwiderstand lässt sich durch Gegenkopplung noch um einige Zehnerpotenzen erhöhen.

1.5 Bipolar-Transistor-Stromquelle Die Emitterschaltung mit Emitterwiderstand RE wirkt in Bezug auf den Kollektorwiderstand RL als Stromquelle. Der differenzielle Innenwiderstand dUa/dIa liegt im MΩ-Bereich. Wird R2 durch eine Zenerdiode ersetzt, kann der Innenwiderstand der Stromquelle noch verbessert werden.

RER2

RLR1

IaIQ

Ua

RE

RLR1

Ia

Ua

UE

UB

Konstantstromquellemit Spannungsteiler

Konstantstromquellemit Zener-Diode

( )

+++=−=

−==

EBE

ECE

a

aa

E

BEB

E

Ea

RrRRRr

dIdUr

RUU

RUI

21

1:derstandAusgangswi

:romAusgangsst

β

RER2

RLR1

IaIQ

Ua

Konstantstromquellemit Spannungsteiler

und UBE-Kompensation

UE

UB

UE

UB

Abbildung 14: Stromquellen mit Bipolar-Transistoren

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RQ 14 / 15

1.6 Feldeffekt-Transistor-Stromquelle FET-Stromquellen lassen sich ähnlich aufbauen wie jene mit Bipolar-Transistoren. Verwendet man selbstleitende FETs kann die Schaltung als Zweipol ausgeführt werden.

RS

I+

-

( )

Steilheit...S

1:standInnenwider SDSi SRrr +=

Abbildung 15: JFET-Konstantstromquelle ohne Hilfsspannung

1.7 Stromspiegel Der einfache 2-Transistor Stromspiegel in Abbildung 16 (a) versucht an seinem Ausgang B eine identische Kopie des Eingangsstromes an A zu produzieren, wobei unerwünschte Strom-Spannungsbeeinflussungen minimiert werden. Und zwar steuert ein Eingangstransistor, der als Diode geschaltet ist, einen Ausgangstransistor mit einer angepassten Basis-Emitterspannung UBE an, der einen identischen Ausgangsstrom produzieren soll.

A

C

B

T1 T2 T1 T2

Iin Iout

T1 T2

Iin IoutIin Iout

A

C

B A

C

B

(a) (b) (c)

T3 T3 T4

Abbildung 16: Stromspiegelschaltungen mit Bipolar-Transistoren

Verwendet man einen Transistorarray (z.B. CA3046), dann hat man zwei gematchte Transistoren zur Verfügung. Der Eingangsanschluss A befindet sich immer auf einer fixen Spannung, im Gegensatz zum Anschluss B, welcher eine Spannung annehmen wird, die von den Lastbedingungen abhängig ist.

STROMÜBERTRAGUNGSMASS: λ = Iout/Iin sollte konstant bleiben, unabhängig von Span-nungs- und Stromänderungen. Es kann auch für andere Werte als 1 ausgelegt werden, wenn man die Transistoren entsprechend verdoppelt. Die Abweichung vom Einheitsstromübertragungsmaß wird für 2 Transistoren mit λ2 angegeben, wobei β der Stromverstärkungsfaktor, und UOS der Unterschied in der Basis-Emitter-Spannung ist, der notwendig ist, um gleiche Ströme zu erhalten, UT = 26 mV, U∆Q ist der Unterschied der Kollektor-Basis-Spannung und (UI)Q ist die Early-Spannung.

Durch Hinzufügen eines dritten Transistors kann der Stromspiegel wesentlich verbessert werden. (Wilson Stromspiegel, Abbildung 16 (b)). T3 erfüllt zwei Aufgaben: erstens puffert er T2 vor

Ausgabe 2009

RQ 15 / 15

Ausgabe 2009

Änderungen in der Kollektorspannung und vermindert die spannungsempfindliche Komponente im Stromübertragungsmaß λ. Zweitens bewirkt er die bessere Aufteilung der Basisströme, wodurch λ sehr viel näher an 1 heranreicht. β ist die mittlere Stromverstärkung der drei Transistoren, ∆β repräsentiert die Streuung der Stromverstärkungen und (UI)0,7 ist die Early-Spannung, bei einer UCB von 0,7 V ermittelt.

Ein noch besseres Ergebnis kann mit einem aus vier Transistoren aufgebauten Stromspiegel erzielt werden (Abbildung 16 (c)).

Eine formelmäßige Zusammenfassung der Stromübertragungsmaße für die Stromspiegel-schaltungen in Abbildung 16 ist nachstehend aufgelistet. Einen Vergleich des Stromüber-tragungsmaßes von Stromspiegeln mit 3 und 4 Transistoren zeigt Tabelle 1.

T

OS

I

BE

T

OS

QI

Q

T

OS

UU

UU

UU

UU

UU

±∆

±=

−±∆

±=

−±±= ∆

24

7,023

2

21

)(21

)(21

ββ

λ

ββ

λ

βλ

Übertragungsmaß

Iin UB λ3 λ4

2 V 0,995 1,001 100 µA

10 V 0,996 1,001

2 V 0,990 0,999 1 mA

10 V 0,991 1,000

2 V 0,886 0,991 10 mA

10 V 0,890 0,994

Tabelle 1: Stromübertragungsmaß für verschiedene Stromspiegel und Belastungen