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ANALOGE SCHALTUNGSTECHNIK LABOR Institut für Elektronik der Technischen Universität in Graz Funktionsgeneratoren Übungsinhalt: Sinus-, Dreieck- und Rechteckgeneratoren Funktionsgenerator mit Konstantstromquelle Digitaler Funktionsgenerator Monolithischer Funktionsgenerator XR2206 Vorausgesetzte Kenntnisse: Übungsunterlagen Operationsverstärker und deren Anwendung Feldeffekttransistoren Grundkenntnisse in der Digitaltechnik Literatur: Übungsunterlagen Vorlesungsunterlagen Elektronische Schaltungstechnik 2 U. Tietze Ch. Schenk Halbleiterschaltungstechnik

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ANALOGE

SCHALTUNGSTECHNIK

LABOR

Institut für Elektronik der Technischen Universität in Graz

Funktionsgeneratoren

Übungsinhalt:

• Sinus-, Dreieck- und Rechteckgeneratoren

• Funktionsgenerator mit Konstantstromquelle

• Digitaler Funktionsgenerator

• Monolithischer Funktionsgenerator XR2206

Vorausgesetzte Kenntnisse:

• Übungsunterlagen

• Operationsverstärker und deren Anwendung

• Feldeffekttransistoren

• Grundkenntnisse in der Digitaltechnik

Literatur:

• Übungsunterlagen

• Vorlesungsunterlagen Elektronische Schaltungstechnik 2

• U. Tietze Ch. Schenk Halbleiterschaltungstechnik

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LABOR 2 - FUNKTIONSGENERATOREN SEITE -1-

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FUNKTIONSGENERATOREN

1 Allgemeines Schaltungen, die gleichzeitig eine Sinus-, Dreieck- und Rechteckschwingung erzeugen, bezeichnet man als Funktionsgeneratoren. Dabei wird mit Hilfe eines Schmitt-Triggers und eines Integrators eine dreieckförmige Wechselspannung erzeugt, die in einem weiteren Schritt dann in eine Sinusschwingung umgewandelt wird. Für diese Umwandlung werden sogenannte Sinusnetzwerke herangezogen.

Sinus-Netzwerk

Integrator Schmitt-Trigger

Analog-Schalter

U R

U D

U S

UB

UB+

Abb. 1.1: Schematischer Aufbau eines Funktionsgenerators

In der Abbildung 1.1 wird das Prinzip eines Funktionsgenerators gezeigt. An einem Integrator wird eine konstante Spannung angelegt, die entweder positiv oder negativ sein kann. Entsprechend der angelegten konstanten Spannung wird die Ausgangsspannung des Integrators solange ansteigen, bis die Schaltschwelle des nachfolgenden Schmitt-Triggers erreicht ist. Das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers bedient den Analogschalter, wodurch am Integrator die invertierte konstante Spannung anliegt und sich der Vorgang in umgekehrter Weise wiederholt.

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LABOR 2 - FUNKTIONSGENERATOREN SEITE -2-

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2 Prinzipielle Anordnungen

2.1 Funktionsgenerator mit Integrator In der Abbildung 2.1 ist das Blockschaltbild eines Funktionsgenerators mit Integrator abgebildet. Je nach der Stellung des Analogschalters wird der Integrator mit +Ue bzw. –Ue beaufschlagt.

Schmitt-Trigger+

C

R

U RU D

Ue

U e+

+

+

Abb. 2.1: Funktionsgenerator mit Integrator

Allgemein gilt folgende Beziehung für den Integrator in Abb. 2.1:

URC

U d U

t

a e= − +∫1

00( )τ τ

UQC0

0= Q0…Ladung, die sich zu Beginn der Integration in C befindet

Für eine konstante Spannung Ue ergibt sich daher für Ua:

UURC

t Uae= − + 0

2.2 Funktionsgenerator mit Konstantstromquellen Bei der Schaltung in Abbildung 2.2 wird der Strom +Ie bzw. –Ie über einen Analogschalter in den Kondensator C eingeprägt. Ein zeitlinearer Anstieg bzw. Abfall der Spannung am Kondensator ist die Folge. Der Impedanzwandler verhindert eine Verfälschung der dreieckförmigen Spannung am Kondensator, die sich durch eine Belastung ergeben würde. Im Gegensatz zur Methode mit Integrator ist hier eine Realisierung mit höheren Frequenzen möglich.

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LABOR 2 - FUNKTIONSGENERATOREN SEITE -3-

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Schmitt-Trigger

Impedanz-Wandler

CU RU D

I e

I e+

Abb. 2.2: Funktionsgenerator mit Konstantstromquellen

Als allgemeine Beziehung für die Aufladung eines Kondensators gilt:

UC

I d Ut

= +∫1

00( )τ τ

Ist der Ladestrom I konstant, so ergibt sich der bereits erwähnte zeitlich lineare Anstieg bzw. Abfall der Spannung (U0 = 0):

UIC

t=

2.3 Digitale Funktionsgeneratoren Die Ausgangsfunktion wird dabei nichtflüchtig in einem Speicher (z.B. EPROM) abgelegt. Mit einem Zähler wird nacheinander jede Adresse des Speichers angesprochen. Die Datenleitungen des Speichers werden einem D/A-Umsetzer zugeführt.

Um Speicherplatz zu sparen und dadurch mehrere Funktionen abspeichern zu können, ist es mit einer entsprechenden Zählerlogik auch möglich, nur Halb- oder Viertelwellen abzuspeichern.

2.4 Monolithische Funktionsgeneratoren Mit Hilfe von integrierten Funktionsgeneratoren lassen sich mit wenig Bauteilaufwand verschiedene Ausgangsfunktionen realisieren. Dabei ist auch vielfach eine Amplituden- oder Frequenzmodulation des Ausgangssignales möglich. Als Nachteil erweist sich die meist nur geringe Ausgangs-Maximalfrequenz.

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LABOR 2 - FUNKTIONSGENERATOREN SEITE -4-

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3 Praktische Realisierungen

3.1 Funktionsgenerator mit steuerbarer Frequenz und variablem Tastverhältnis

3.1.1 Schaltungsaufbau

8

4

1/2 LF353

1

1/2 LF353IC1-B

IC1-A

1

3

2 BST100

3

1

2BST72A

V1

V2

Abb. 3.1: Funktionsgenerator mit steuerbarer Frequenz und variablem Tastverhältnis

Die in der Abbildung 3.1 gezeigte Schaltung geht von dem in der Abbildung 2.1 angeführten Prinzip aus. Ist der Komparatorausgang des IC4 (LM311) low, dann wird der Integrator (IC2 mit R4 und C1) mit der Gleichspannung V1 beaufschlagt. Die Integration einer Gleichspannung ergibt eine Rampenspannung. Sobald die Rampenspannung die Komparatorschwelle des IC4 erreicht, geht der Komparatorausgang auf high und es wird dem Integrator die Gleichspannung V2 zugeführt. Wir erhalten eine Rampe mit umgekehrtem Vorzeichen. Damit ergibt sich am Ausgang des IC2 die Dreieckspannung.

Diese Dreieckspannung wird mittels eines Sinusformers (Operationsverstärker IC3) in eine angenäherte Sinusschwingung umgewandelt. Auf die Sinusformung mittels Integrator wird im Kapitel 3.1.4 näher eingegangen.

3.1.2 Frequenzsteuerung

Ist V1 = –V2 ergibt sich der in Abbildung 3.2 gezeigte Spannungsverlauf. Die Spannung UR entspricht der Komparatorausgangsspannung.

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LABOR 2 - FUNKTIONSGENERATOREN SEITE -5-

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U

t

U R

U D

U RSS

U DSS

UDSS... Dreieckspannung Spitze-Spitze URSS... Rechteckspannung Spitze-Spitze

Abb. 3.2: Zeitlicher Verlauf von UD und UR

Die Frequenz wird in Abhängigkeit der Spannung Ue verändert. Die Spannungen V1 und V2 sind linear abhängig von der Spannung Ue (für R1 = R2 = R3 = R gilt: V1 = Ue·R/(R + 0,5·P1)). Vergrößert man die Spannung Ue so vergrößern sich auch die Beträge von V1 und V2. Um den selben Faktor erhöht sich der Strom, der über den Widerstand R4 zum virtuellen Nullpunkt des Operationsverstärkers IC2 (LF356) fließt. Daraus folgt, daß die Rampen des Dreiecksignales steiler werden. Somit werden die Schaltschwellen des Komparators in kürzerer Zeit erreicht, die Frequenz des Ausgangssignales erhöht sich.

Für die Frequenz ergibt sich folgender Zusammenhang:

fV

R C UU

R C UR

R Pe= = ⋅

+1

4 1 4 1 12 2D DSS SS

Ue ist die Eingangsspannung (wird eingestellt mit dem Potentiometer P2). UDSS entspricht der Differenz der Schaltschwellen des Komparators (Schalthysterese). Hinweis: Die Spannung Ue kann beim Laboraufbau an einer eigenen Klemme abgegriffen werden.

Die Schaltschwellen des Komparators IC4 werden durch den Spannungsteiler R8, R9 und den Ausgangszustand des Komparators (high oder low) bestimmt. Anmerkung: Der Widerstand R7 dient dabei als Pullup-Widerstand für den Open-Collector-Ausgang des Komparators. Ist der Komparatorausgang high, so ergibt sich eine obere Schaltschwelle von

U UR

R R RoS V=+ +

9

9 8 7

und eine untere Schaltschwelle von

U UR

R RuS V= −+

9

9 8.

Dabei ist UV die Versorgungsspannung (7,5 V). Die Differenz der Schaltschwellen beträgt somit:

( )U U UDSS oS uS= − = ⋅+ +

− − ⋅+

= − − =7 5

2222 22 4 7

7 522

22 223 388 3 75 7 138,

,, , , ,V V V

3.1.3 Variables Tastverhältnis

Um eine Rechteckspannung mit einem einstellbaren Tastverhältnis zu erzeugen, kann man die Dreieckspannung mit Hilfe eines Komparators mit einer einstellbaren Gleichspannung

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vergleichen. Gewünscht ist aber, daß auch die Dreieckspannung unsymmetrisch verläuft. Dies kann man dadurch erreichen, daß man die Potentiale V1 und V2 verschieden groß macht. In Abbildung 3.3 ist der entsprechende Teil der Schaltung aus Abbildung 3.1 angeführt.

IC1-A

IC1-BLF353

LF353V1

V2

αP1

Abb. 3.3: Schaltungsteil für variables Tastverhältnis

Die Änderung des Tastverhältnisses der Dreieckspannung wird durch eine Einstellung am Potentiometer P1 vorgenommen. Dadurch werden die beiden Potentiale V1 und V2 verändert und es verändert sich die Integrationszeit des Integrators je nach der Größe des Betrages der angelegten Spannung. Die Anstiegs- und Abfallzeiten der Dreieckspannung im Bereich ±ÛD (siehe Abbildung 3.4) betragen wie folgt:

tR C U

V14 1

1

= DSS …Abfallzeit

tR C U

V24 1

2

= DSS …Anstiegszeit

T t t R C UV V

= + = +

1 2 4 1

1 2

1 1DSS

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t

U D

ÛD

t

U R

T

t t1 2

Abb.3.4: Spannungsverlauf bei einem Tastverhältnis von t1/T = 20%

Aus Abbildung 3.3 können die Potentiale V1 und V2 hergeleitet werden.

VU R

R P11

1 1=

+e

α V

U RR P2

e= −+ −

3

2 11( )α

α…Symmetriefaktor des Potentiometers

Setzt man diese Terme in die Gleichung für die Periodendauer ein, und setzt man für R1 = R2 = R3 = R, so erhält man:

( )T t tU R C

U RR P R P= + = + + + −1 2

4 11 11DSS

eα α( )

TUU

R CR P

R=

+DSS

e4 1

12

Man erkennt aus der obigen Formel, daß für R1 = R2 = R3 die Periodendauer unabhängig vom Symmetriefaktor α ist, da sich dieser herauskürzt. Damit ist die Summe der Integrationszeiten (Anstiegs- und Abfallzeit) und somit die Frequenz unabhängig von der Potentiometereinstellung! Mit dem Potentiometer P1 wird also nur das Tastverhältnis verändert. Hinweis: Beim Laboraufbau verändert sich beim Verstellen des Potentiometers P1 auch die Spannung Ue ein wenig. Diese muß dann mit dem Potentiometer P2 nachgestellt werden.

3.1.4 Sinusschwingungserzeugung

Bei geringen Anforderungen an den Klirrfaktor der Sinusschwingung kann durch Integration der Dreieckspannung näherungsweise eine Sinusschwingung erzeugt werden. Tatsächlich handelt es sich aber um aneinandergereihte Parabelbögen.

In der folgenden Abbildung 3.5 ist die Schaltung des in der Abbildung 3.1 verwendeten Integrators angegeben. Der Widerstand R6 dient dabei zur Einstellung einer definierten Gleichspannungsverstärkung. Durch Offset oder Unsymmetrie des Operationsverstärkers kann ansonsten der Integrator gegen seine Aussteuergrenze laufen.

Der Klirrfaktor, der mit dieser Schaltung erreicht werden kann, beträgt ca. 4%.

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U D

U S

Abb. 3.5: Erzeugung einer Sinusschwingung mittels Integration

3.2 Sinusschwingung mittels Diodennetzwerk Bei diesem Sinus-Diodennetzwerk wird nach dem Prinzip der stückweisen Approximation die Sinusschwingung aus einer Dreieckeingangsspannung Ue gewonnen. Man nützt dabei die Tatsache aus, daß eine Sinusschwingung im Bereich um den Nullpunkt wie eine Dreieckschwingung verläuft.

Bei kleinen Eingangsspannungen muß das Sinus-Funktionsnetzwerk die Verstärkung 1 annehmen, da für kleine Winkel (x <<) die Beziehung sin(x) ≅ x gilt. Für höhere Eingangsspannungen muß jedoch die Verstärkung des Sinus-Funktionsnetzwerkes abnehmen. Dadurch wird die Spitze der Dreieckschwingung "abgerundet".

+2.6V

-2.6V

U

-U -U

U1

1

2

2

U 3

-U3

U aU e

Abb. 3.6: Einfaches Sinusfunktionsnetzwerk (Laboraufbau)

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Das in der obigen Abbildung 3.6 gezeigte Sinus-Funktionsnetzwerk besitzt bei kleinen Eingangsspannungen die Verstärkung 1, da alle Dioden sperren. Wird die Spannung um die Durchlaßspannung der Diode D104 größer als U1, so wird die Diode D104 leitend und der Spannungsteiler R103/R104/R100 wird wirksam. Ua steigt nun langsamer als Ue. Wird Ua um die Durchlaßspannung von D102 größer als U2 so wird D102 leitend, und es wird noch ein Spannungsteiler wirksam, der den Spannungsanstieg zusätzlich verlangsamt. Die Diode D100 ist letztendlich für die horizontale Tangente im Maximum der positven Sinushalbwelle verantwortlich. D105, D103 und D101 arbeiten entsprechend bei der negativen Halbwelle.

Allgemein soll das Sinus-Funktionsnetzwerk folgende Funktion nachbilden:

U UUUa a

e

e= sin$

$π2

für den Bereich − ≤ ≤ +$ $U U Ue e e

Für kleine Eingangsspannungen gilt die Vereinfachung sin(x) ≅ x:

U UUUa a

e

e= $

$π2

Bei der Wahl von Ua soll in Nullpunktsnähe Ua = Ue werden. Somit ergibt sich für $Ua folgender Wert:

$ $U Ua e=2π

Besitzt also die Dreieckschwingung bei π/2 den Wert π/2, so ist der Wert der Amplitude der Sinusschwingung 1.

Die durch diese Methode erzeugte Sinusschwingung besitzt einen Klirrfaktor von ca. 1%, was gegenüber der Methode mittels Integrator (ca. 4%) eine wesentliche Verbesserung darstellt.

Beim Laboraufbau können mit Hilfe der Jumper JMP3, JMP4, JMP3′ und JMP4′ die Knotenpunkte an Masse gelegt werden. Dies ermöglicht, die Wirkung der einzelnen Dioden zu verfolgen.

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3.3 Funktionsgenerator mit Konstantstromquelle und Stromspiegel

'

+UB2

+UB2

+UB2

R

S

6

2

1

8

&

&

3

7

+UB2

R1710k-U

B2

-UB

2

VCC

VEE

VEE

+UB6

-U B2

-U B6

Abb. 3.7: Funktionsgenerator mit Konstantstromquelle und Stromspiegel

Diese Schaltung arbeitet nach dem im Kapitel 2.2 erläuterten Prinzip.

Die Bandgapdiode D2 erzeugt eine Referenzspannung für die Konstantstromquelle (Transistor T1). Die Größe des Konstantstromes wird durch den 1%-Widerstand R16 (680 Ω ) bestimmt. Mit den Transistoren T2 und T3 des Transistorarrays CA3096 ist ein Stromspiegel aufgebaut.

Der Kondensator C12 und wahlweise zusätzlich C13 wird über die Diode D1 mit dem Konstantstrom geladen. Sobald die Kondensatorspannung 2/3 des Versorgungsspannungsbereichs erreicht (also UB/6), geht der Ausgang des Timers NE555 auf low, und der p-Kanal-Fet T4 wird leitend. Der Spannungsabfall an der Diode D1 sinkt unter die Diodenschwellspannung, sodaß die Diode sperrt. Der Konstantstrom fließt nun über den Stromspiegel. Es wird nun der Kondensator mit Hilfe des Stromspiegels entladen. Erreicht die Kondensatorspannung 1/3 des Versorgungsspannungsbereichs (also –UB/6), geht der Timer-Ausgang auf high und der p-Kanal Fet T4 sperrt, sodaß der Konstantstrom wieder über die Diode D1 fließt.

Die Zeit für die Aufladung des Kondensators ergibt sich aus der Formel:

tU C

I= B

3 mit UB = 15V (Versorgungsspannungsbereich)

Für die Dauer einer Periode wird der Kondensator geladen und für eine weitere entladen. Somit ergibt sich für die gesamte Periodendauer T:

TU C

I= B2

3

Der Strom der Konstantstromquelle ergibt sich nach folgender Formel:

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IU U

R=

−D2 BET

16

1

3.4 Digitaler Funktionsgenerator

3.4.1 Blockschaltbild

Aufwärts-/Abwärtszähler

2 * 4bitEPROM D-Latch

Invertierender/nichtin-vertierender Verstärker

V out

Funktionsgeneratorlogik

Codierschalter

A0...A7 D0...D7

A8...A11

D0...D7

R/2R - Leiternetzwerk

D/A-Umsetzer

A0..A11 Adreßleitungen D0...D7 Datenleitungen

Abb. 3.8: Prinzipschaltbild Digitaler Funktionsgenerator

Eine Funktion y = f(x) läßt sich mit Hilfe eines EPROMs auf direkte Weise in Form einer im EPROM gespeicherten Tabelle realisieren. Die Werte der Tabelle werden einem D/A-Umsetzer übergeben. Die Ausgangsspannung ist proportional der eingegebenen Zahl. Der Vorteil der digitalen Funktionsgeneratoren liegt in der Möglichkeit, beliebige Zusammenhänge Ua = f(Ue) auf einfache Weise zu realisieren. So ist es möglich, mehrere Funktionen im EPROM abzuspeichern. Natürlich kann das EPROM getauscht oder mit einer neuen Funktion geladen werden. Die Signalfrequenz von Ua wird durch die Taktfrequenz der Schaltung bestimmt (hier wird die Funktionsperiode in 1024 Schritte aufgeteilt; daher beträgt die Frequenz des Ausgangssignales 1/1024 der Taktfrequenz der Schaltung). Durch Verwendung von ausschließlich ungeraden viertelsymmetrischen Funktionen läßt sich der Speicherbedarf auf ein Viertel senken. Die Werte der Halbwellen lassen sich durch zyklisches Vorwärts-/Rückwärtszählen realisieren (aus zwei Viertelwellen ergibt sich eine Halbwelle). Das Vorzeichen wird mit der Funktionsgeneratorlogik gebildet. Jede zweite Halbwelle wird mit Hilfe eines Verstärkers mit (–1) multipliziert (invertierender/nichtinvertierender Verstärker).

Die EPROM-Ausgänge werden mittels eines D-Latch-Bausteines gepuffert. Als D/A-Umsetzer dient ein R/2R-Leiternetzwerk mit anschließendem Operationsverstärker.

Die Auflösung einer Viertelperiode beträgt 8 bit.

Im Laboraufbau sind im EPROM zehn Viertelperioden verschiedener Funktionen abgespeichert (siehe Tabelle 1). Mit einem Binärschalter kann eine Offsetadresse und somit eine bestimmte Funktion angewählt werden (siehe Abbildung 3.9). Die maximale Taktfrequenz der Schaltung wird durch den langsamsten Baustein (EPROM) auf 3.3 MHz begrenzt.

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Funktion: Codierschalterstellung Startadresse

Sinusfunktion Dreieckfunktion Parabelfunktion quadratische Funktion "Einzelzahn-"Funktion Rechteckfunktion Pseudorauschen "Diracfunktion" (Einzelimpuls) Treppenfunktion 3.OW.Sinusfunktion

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9

0000 0000 0000 0001 0000 0000 0010 0000 0000 0011 0000 0000 0100 0000 0000 0101 0000 0000 0110 0000 0000 0111 0000 0000 1000 0000 0000 1001 0000 0000

Tab. 1: Auflistung der im EPROM abgespeicherten Funktionen

3.4.2 Detailbeschreibung der Funktionsgeneratorlogik

Die Auflösung einer Viertelperiode beträgt 256 Spannungswerte (8 bit). Die periodische Funktion wird aus vier Viertelwellen zusammengesetzt. Zwei Vorwärts-/Rückwärtszähler sprechen die Adressen der gespeicherten Funktionen an. Sobald die zwei 4-bit-Zähler gleichzeitig die Werte 0000 und 0000 oder 1111 und 1111 besitzen, ändern die Zähler ihre Zählrichtung. Auf diese Weise können Halbwellen gebildet werden. Der D/A-Umsetzer führt die 8-bit Binärwerte in analoge Spannungswerte über (Inkrement des Wandlers: 5 V / 256 = 19,5 mV). Die Funktionsgeneratorlogik bewirkt, daß jede zweite Halbwelle mit Hilfe eines invertierenden Verstärkers mit (–1) multipliziert wird.

Aufgaben der Funktionsgeneratorlogik

1. Die Funktionsgeneratorlogik bewirkt die Änderung der Zählrichtung der Zähler. Dadurch wird aus zwei Viertelwellen eine Halbwelle gebildet.

2. Die Logik bewirkt eine Umschaltung von einer invertierenden zu einer nicht invertierenden Verstärkerschaltung durch Ansteuerung des BST72A.

3. Unterdrückung einer unerwünschten Inkrementierung des Zähler 2.

3.4.3 Beschreibung des invertierenden/nichtinvertierenden Verstärkers

Für die Multiplikation einer Halbwelle mit entweder +1 oder mit –1 ist der in Abb. 3.9 verwendete Schaltungsteil, der die zwei Operationsverstärker LF353 und den Feldeffekttransistor BST72A beinhaltet, verwendet. Liegt das Gate des FETs auf high, arbeitet der Schaltungsteil als invertierender Verstärker, liegt das Gate des FETs jedoch auf low, so arbeitet der Schaltungsteil als Folger.

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BST72A

8

4

Array 10k

Array 10k

Abb. 3.9:Laboraufbau 'Digitaler Funktionsgenerator'

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3.4.4 Approximation einer Sinusschwingung

Mit dem Laboraufbau "digitaler Funktionsgenerator" ist es auch möglich, eine geringere Auflösung zu simulieren. Es soll gezeigt werden, daß man aus einem Sinussignal geringer Auflösung eine Sinusschwingung erzeugt werden kann, indem die Grundschwingung mit einem Tiefpaß herausgefiltert werden kann. Dies führt jedoch zu einer frequenzabhängigen Erzeugung der Sinusschwingung, da der Tiefpaß eine konstante Grenzfrequenz aufweist.

Abb. 3.10: Sinus geringer Auflösung (8 Stufen ⇒ Auflösung: 3 bit)

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3.5 XR-2206 Monolithischer Funktionsgenerator

3.5.1 Beschreibung des XR-2206

Der XR-2206 ist ein monolithisch aufgebauter Funktionsgeneratorbaustein zur Erzeugung von qualitativ hochwertigen Sinus-, Rechteck-, Dreieck- und Sägezahnfunktionen. Sie zeichnen sich durch eine hohe Stabilität und eine große Genauigkeit aus. Mit einer externen Spannung können die Frequenz und Amplitude der Ausgangskurvenform moduliert werden. Die Frequenz läßt sich extern zwischen 0,01 Hz und 1 MHz einstellen. Der Baustein XR-2206 eignet sich besonders zum Aufbau für Meß- und Prüfautomaten, als Funktionsgenerator, als Sinusgenerator und als AM/FM-Generator.

Der IC enthält vier Funktionsgruppen:

a) Spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) c) Analogmultiplizierer mit Sinuskonverter d) Pufferverstärker b) Stromschalter

Abb. 3.11: Funktionsblöcke des XR-2206

Die Frequenz wird durch eine Kapazität und einen Steuerstrom festgelegt. Die Kapazität (am Pin ′timing capacitor′) wird proportional zum Strom geladen beziehungsweise entladen. Der Steuerstrom wird durch einen Widerstand zwischen einem der Pins ′timing resistors′ und ′ground′ bestimmt. Welcher der beiden Pins ′timing resistors′ für den Steuerstrom zuständig ist, wird durch die Stromschalter (′current switches′) bestimmt (Ansteuerung der Stromschalter durch den Pin ′FSK input′). Durch zwei umschaltbare Steuerströme ist es einfach, eine FSK-Anwendung zu implementieren.

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3.5.2 Funktionsgenerator mit XR-2206

Amplitude

Frequenz

DC-Offset

Sinusverzerrung

OUTPUT

Abb. 3.12: Funktionsgenerator mit Baustein XR-2206 (Applikation laut Datenblatt)

3.5.2.1 Beschreibung der Potentiometerfunktionen des Laboraufbaues:

P3 .......Frequenzeinstellung

P4 .......Sinussymmetrie (dient zur Optimierung der Sinussymmetrie)

P5 .......Sinusverzerrung

P6 .......DC-Offset-Einstellung

P7 .......Amplitudeneinstellung (verändert die Amplitude des Sinus- oder Dreieckssignales)

3.5.2.2 Frequenzeinstellung

Die Signalfrequenz wird durch externe Kondensatoren (zwischen Pin 5 und 6) und den Widerständen an Pin 7 bestimmt.

Die Frequenz ergibt sich aus der Formel f0 = 1/RC [Hz]. Daraus folgt, daß eine Frequenzänderung durch Veränderung von R oder C vorgenommen werden kann.

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3.5.2.3 Frequenzgrobeinstellung

Der Frequenzgenerator ist für 4 überlappende Frequenzbereiche entworfen worden:

1 Hz bis 100 Hz

10 Hz bis 1 kHz

100 Hz bis 10 kHz

1 kHz bis 100 kHz

Der Frequenzbereich wird durch Hinzuschalten verschiedener Kondensatoren eingestellt. Die einzelnen Kondensatoren können mit einem Binärschalter angewählt werden (Stellung "on" bedeutet, daß der jeweilige Kondensator angewählt wurde).

3.5.2.4 Frequenzfeineinstellung

In jedem Frequenzbereich kann die Frequenz mit dem Potentiometer P3 in einem Verhältnis 1:100 variiert werden.

3.5.2.5 Sinus-/Dreieckausgangssignal

In Abhängigkeit der Jumperstellung JMP2 liefert der Funktionsgenerator XR-2206 ein Sinus- oder Dreiecksignal (im Schaltplan wurde die Jumperstellung für ein Dreieckausgangssignal eingezeichnet). Der Sinus- und Dreieckausgang sind von 0 bis 6 Vss veränderbar. Die Amplitude wird mit dem Potentiometer P7 eingestellt. Bei jeder Amplitudeneinstellung ist die Dreieck-ausgangsamplitude nahezu doppelt so groß wie die Sinusamplitude. Die Ausgangsimpedanz beträgt 600 Ohm.

3.5.2.6 Amplitudenmodulation

Ist der Jumper JMP1 auf Stellung AM, kann dem "AM/FM-Eingang" ein Signal zur Amplitudenmodulation zugeführt werden. Die Ausgangsamplitude ändert sich linear mit der Modulationsspannung. Die Ausgangsamplitude erreicht ihr Minimum, sobald die Amplituden-modulationsspannung die halbe Versorgungsspannung erreicht. Zu beachten ist, daß sich bei Erreichen der halben Versorgungsspannung auch die Phase umkehrt. Abbildung 3.13 zeigt, daß die Amplitude des Ausgangssignales mit einem Amplitudenkontrollsignal von ±4 V moduliert werden kann. Diese Eigenschaft kann für PSK (phase shift keying) oder für die Amplituden-modulation mit unterdrücktem Träger genutzt werden.

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LABOR 2 - FUNKTIONSGENERATOREN SEITE -18-

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Abb. 3.13: Normierte Ausgangsamplitude in Abhängigkeit der Amplitudenmodulationsspannung

3.5.2.7 Frequenzmodulation

Verbindet man einen externen Funktionsgenerator mit dem "AM/FM-Eingang" und ist der Jumper JMP1 auf Stellung FM, kann die Frequenz mittels der externen Spannung gewobbelt oder moduliert werden.

Die Frequenz ist proportional dem Strom IT am Pin 7. Die Frequenz ändert sich linear für IT zwischen 1 µA und 1 mA.

Es gilt:

( )fC R P

R PR

V=

++

+−

11 1

34 3

4 3

3

C

Für R3 = 1 kΩ und P3 = 1 MΩ kann VC Werte von 0…3 V annehmen.

Anmerkung: Der Anschluß "AM/FM-Eingang" ist bei Nichtbenutzen offen zu lassen und darf nur bei Amplituden- oder Frequenzmodulation beschalten werden.

Normalisierte Ausgangsamplitude 0.5 1

V+/2 DC Spannung am Pin 1

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3.5.2.8 Datenblatt XR-2206:

Abb. 3.14: Datenblatt XR-2206