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Studienarbeit Audio-Leistungverstärker

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Entwicklung eines rauscharmen Audioverstärker!

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Page 1: Studienarbeit Audio-Leistungverstärker
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0 Inhalt

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Inhalt Inhalt .......................................................................................................................2 1 Einleitung .........................................................................................................3 2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept ..................................................4

2.1 Das Rauschen ..........................................................................................4 2.2 Theorie des konventionellen rückgekoppelten Verstärkers.......................6 2.3 Stabilität ....................................................................................................7 2.4 Grundsätzliche Architektur von Leistungsverstärkern ...............................8 2.5 Die Verstärkerklassen...............................................................................9 2.6 Auswahl der Leistungstransistoren .........................................................11 2.7 Voltage Feedback vs. Current Feedback................................................14 2.8 Die Ausgangsstufe..................................................................................18

3 Schaltungsdimensionierung und Simulation ..................................................19 3.1 Auswahl der Komponenten.....................................................................19 3.2 Schaltplan PSpice Simulation .................................................................21 3.3 Symmetrisches Design ...........................................................................22 3.4 DC Offset Korrektur ................................................................................23 3.5 Der Current Feedback Verstärker ...........................................................23 3.6 Stromquellen für den CFB Verstärker .....................................................24 3.7 Kaskodeschaltung zur Eliminierung des Miller-Effekts............................24 3.8 Ruhestromstabilisierung .........................................................................24 3.9 Transistor Sättigung................................................................................25 3.10 Simulation ...............................................................................................25 3.11 Stabilitätsuntersuchung mit PSpice.........................................................27

4 PCB-Design ...................................................................................................30 4.1 Schaltplan ...............................................................................................30 4.2 Die Platine ..............................................................................................32 4.3 CLC Siebung ..........................................................................................36

5 Die Messung ..................................................................................................37 5.1 Bewertung...............................................................................................39

6 Abbildungsverzeichnis ...................................................................................40 7 Literaturverzeichnis........................................................................................41

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1 Einleitung

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1 Einleitung Bei Hörversuchen werden oft Signale nahe der Hörschwelle präsentiert und sollen

dann beurteilt werden. Leider ergibt sich bei der Verwendung herkömmlicher

Leistungsverstärker das Problem, dass das Signal-Rausch-Verhältnis nicht

ausreicht.

Daraus ergibt sich die Motivation, einen Verstärker zu entwickeln, der dieser sehr

hohen Anforderung auch in Verbindung mit wirkungsgradstarken Lautsprechern

genügt.

In der einschlägigen Literatur findet man sehr viele verschiedene Konzepte, die

sich auch modular zusammensetzen lassen. Leider gewinnt man vor Aufbau der

Schaltung keinen Aufschluss über das Rauschverhalten und damit über die

Tauglichkeit für die angestrebte Anwendung.

Mithilfe von PSpice wurde versucht, sowohl die grundsätzliche Funktion als auch

die Qualität des Leistungsverstärkers im vorhinein abzuschätzen. Mit dem

anschließenden Aufbau der realen Schaltung konnte dann die simulierte

Performance verifiziert werden.

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept Bevor die Schaltung dimensioniert und simuliert werden kann, müssen erst einige

Eckdaten festgelegt und grundsätzliche Mechanismen erläutert werden, die für

das Rauschen und die Verzerrung des Verstärkers ausschlaggebend sind.

Um mit kommerziellen Vorverstärkern kombiniert werden zu können, soll ein

Eingangssignal von 0 dBU zur Vollaussteuerung führen. Daher wurde ein

Verstärkungsfaktor von 21 gewählt, der 26 dB entspricht. Der Verstärker wird für

die Hörversuche vornehmlich an der digitalen Frequenzweiche HUGO betrieben

werden, die schon bei guten Rauschwerten eine Ausgangsspannung von +20 dBU

erreicht. Deshalb ist auch die geringere Spannungsverstärkung von +6 dB

vorzusehen, bei der kein Abschwächer zum Einsatz kommt.

Der vorgesehene symmetrische Eingang verbessert den Störabstand des Signals

bei der Übertragung vom Vorverstärker bis zur Endstufe, und die vollsymmetrische

Auslegung wird Brummprobleme durch Erdschleifen reduzieren.

Als Betriebsspannung werden 84VPP gewählt, um eine ausreichende

Leistungsreserve von 150W RMS an 4 Ohm zu erreichen.

Tabelle 1: Angestrebte Eckdaten

Dynamikumfang: >120dB THD+N <0.01% Verstärkung 26 dB / 6 dB Leistung rund 150W Wirkungsgrad Irrelevant

2.1 Das Rauschen Es gilt es zu ermitteln, woher das Rauschen eines Verstärkers stammt, und um

welche Arten von Rauschen es sich handelt, damit es möglich ist dieses zu

reduzieren. Der vollkommen stochastischen Rauschprozess kann aus dem

Signalanteil nicht wieder herausgefiltert werden. Daher kann sein Anteil bei

Verarbeitung des Signal, hier die Spannungs- und Stromverstärkung, nur noch

zunehmen. Ein Maß für das Rauschen bildet das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR

= Signal to Noise Ratio), zu dessen Bestimmung man das verrauschte Signal und

das Rauschen allein misst und ins Verhältnis setzt. Nach ihren Eigenschaften

unterscheidet man 3 Rauscharten [Cuno 1997]:

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.1.1 Funkelrauschen: Die spektrale Dichte verläuft proportional zu 1/f und wird oberhalb von 100 Hz vom

weißen Rauschen überdeckt. Es tritt in allen aktiven elektronischen Bauteilen auf.

2.1.2 Stoßrauschen: Hierbei handelt es sich um kleine ruckartige Verlagerungen des

Gleichspannungspegels. Die Entstehung wird bei Kristallfehlern in aktiven

Bauelementen vermutet, da das Stoßrauschen bei Halbleitern, die mit großer

Sorgfalt hergestellt worden sind, nicht auftritt.

2.1.3 Schrotrauschen: Dieses Rauschen mit weißem Verlauf entsteht durch die Bewegung der

Ladungsträger durch den Leiter. Das weiße Rauschen ist frequenzunabhängig

und tritt im Bereich von 0 bis ca 100 THz auf. Es wird als weiß bezeichnet, da es

wie das weiße Licht über ein Spektrum konstanter Leistungsdichte verfügt.

Rauschen entsteht in jedem Fall in elektrischen Bauelementen, allein durch die

Brownsche Molekularbewegung.

2.1.4 Konsequenz für die Schaltung Da das Rauschen des ohmsche Widerstands selbst schon von der

Größe BTkPr ∗∗∗= 4 ist (ein 10kΩ Widerstand hat die Rauschspannungsdichte

von HznV /13 ), muss auf niederohmige Längswiderstände geachtet, und eine

Auswahl von rauscharmen Halbleitern vorgenommen werden, die das Schrot-

sowie Stoßrauschen klein halten.

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.2 Theorie des konventionellen rückgekoppelten Verstärkers Ein konventioneller Audio Verstärker besteht wegen der nicht hinreichenden

Linearität des Vorwärtszweiges nahezu immer auch aus einem Subtrahier und

einem Rückkopplungsnetzwerk (Negative Feedback Loop, NFL).

Abbildung 1: Blockschaltbild eine rückgekoppelten Verstärkers

Abbildung 1 zeigt den Vorwärtszweig mit der Leerlaufverstärkung a. Das

Rückkopplungsnetzwerk führt das mit dem Rückkopplungsfaktor b

abgeschwächte Signal an den Subtrahierer zurück.

Die Gesamtverstärkung A des geschlossenen Kreises berechnet sich nun

zu:ba

aUU

Aein

aus

*1+== , wobei ba * die Schleifenverstärkung genant wird, die

Verstärkung des offenen Kreises. Nimmt die Leerlaufverstärkung a sehr große

Werte an, so ist b

A 1≈ . Man nennt

b1 auch geforderte Verstärkung.

Unter der Rückführdifferenz abF *1+= versteht man das Verhältnis zwischen

Verstärkung des Vorwärtszweiges und der Verstärkung des geschlossenen

Kreises [Elrad, 1983]. Die Rückführdifferenz gibt Aufschluss über die zu

erwartende Verbesserung der Verzerrungswerte durch die Verwendung der

Gegenkopplung. Erzeugt ein Signal im Vorwärtszweig die Verzerrung Da, so lässt

sie sich auf den Wert DA durch Rückkopplung folgendermaßen verringern:

aA DF

D *1=

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.3 Stabilität Wenn es möglich ist den Klirrfaktor eines Verstärkers zu verringern, indem man

den Rückkopplungsfaktor erhöht, stellt sich die Frage, warum er nicht so hoch

gewählt wird, dass die Verzerrungen nahezu verschwinden. Die Stärke der

Gegenkopplung läst sich allerdings nicht beliebig wählen, da hierdurch der

Verstärker instabil werden kann. Jede Stufe eines Verstärkers besitzt für sich

Tiefpassverhalten, so dass sein Frequenzgang an jedem Pol mit 20dB/Dekade

abnimmt. Wie Bode gezeigt hat, gibt es einen festen Zusammenhang zwischen

Frequenzamplituden- und Phasengang. Daher ist die Phase bei der Eckfrequenz

des niedrigsten Pols schon um 45° abgefallen, um dann im Verlauf der nächsten

Dekade auf -90° abzufallen.

Nimmt man Bezug auf das Blockschaltbild des Modellverstärkers, leuchtet ein,

dass das an den Subtrahierer zurückgeführte Signal erst dann eine

Phasendrehung von 180° erfahren darf, sobald die Verstärkung des

Vorwärtszweiges kleiner eins ist. Ansonsten würde die Gegenkopplung zur

Mitkopplung, und das System würde zu schwingen beginnen.

Mithilfe eine passiven Filters, einer Kompensation in der Rückkopplung, lässt sich

sicherstellen, dass dieser Betriebszustand nicht erreicht wird. Entgegen einiger

Vorschläge in der Literatur bringt ein Tiefpass vor dem Verstärkereingang hier

keine Abhilfe, da schon bei leichtem Übersteuern so viele Oberwellen erzeugt

werden, dass auch Signale in dem Frequenzbereich erzeugt werden, die den

Verstärker zum Schwingen veranlassen.

In realen Verstärkern existiert allerdings nicht nur dieser eine

Rückkopplungsmechanismus sondern noch viele weitere lokale, die oftmals gar

nicht erwünscht sind. Beispielsweise stellen Emitterwiderstände eine lokale

Gegenkopplung dar.

Mithilfe der beim Entwurf eingesetzten PSpice Simulation lässt sich der zu

erwartende Verlauf des Amplituden- und Phasenfrequenzganges theoretisch

ermitteln und gezielt beeinflussen.

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.4 Grundsätzliche Architektur von Leistungsverstärkern Die meisten kommerziellen Verstärker haben ein dreistufiges Konzept. Manchmal

wird auch die zweite und dritte Stufe zusammengefasst. Die Eingangsstufe

besteht häufig aus einem Transkonduktanzverstärker (Spannungsdifferenz rein,

Strom raus), die zweite ist ein Transimpedanzverstärker (Strom rein, Spannung

raus) und der Ausgang ist nur noch eine Pufferstufe mit Verstärkung eins.

Abbildung 2: Dreistufiger Versärker

Diese drei Stufen sind der Subtrahierer und der Vorwärtszweig des

Modellverstärkers. In aktuellen Designs findet man auch immer öfter andere

Schaltungskonzepte. Statt der vielfach eingesetzten Spannungsgegenkopplung,

die mit einem einfachen Differenzverstärker realisiert wird, lässt sich auch eine

Stromgegenkopplung verwenden. Der dafür eingesetzte Current Feedback

Verstärker hat Eigenschaften, die im Folgenden mit denen des herkömmlichen

Differenzverstärkers verglichen werden.

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.5 Die Verstärkerklassen Zur Anfangszeit des Transistorverstärkers verwendete man nur Klasse A oder A-B

Stufen, da alle anderen zu hohe Verzerrungswerte lieferten. Mittlerweile gibt es

viele weitere Klassen, die vor allem in Schaltungen mit besserem Wirkungsgrad

eingesetzt werden [Self, 1996].

2.5.1 Klasse A Hierbei fließt immer Strom durch beide Ausgangstransistoren, wodurch die

Nichtlinearitäten beim Abschalten der Transistoren vermieden werden. Die beiden

üblichsten Schaltungsvarianten sind eine Klasse B Stufe mit enormem Ruhestrom

oder eine als Stromquelle geschaltete Ausgangsstufe, die erst beim Erreichen des

Maximalstroms stark verzerrt. Der Nachteil dieser Klasse liegt in der riesigen

Verlustleistung gerade bei Dimensionierung für große Ausgangsleistungen.

2.5.2 Klasse A-B Eigentlich handelt es sich hierbei nicht um eine besondere Klasse, da es eine

Mischung aus A und B Betrieb darstellt. Der Ruhestrom ist so eingestellt, dass für

kleine Ausgangspegel keiner der Ausgangstransistoren zu leiten aufhört,

allerdings bei größerer Aussteuerung. Diese Klasse weist geringere Linerarität als

die reine Klasse A oder Klasse B auf und eignet sich daher nur als Ersatzmodus

einer Klasse A Endstufe, die mit zu geringer Lastimpedanz betrieben wird.

2.5.3 Klasse B 99% der populären Verstärker werde in Klasse B betrieben. Hierbei ist der

Ruhestrom durch die Endtransistoren nur so groß, dass die Basis-Emitter

Spannung von rund 0,7V die den Transistor zum Leiten veranlassen, immer schon

vorgespannt sind und die davor liegende Stufe keine abrupten Spannungssprünge

in diesem Übernamebereich machen muss.

2.5.4 Klasse C Hierbei entfällt der Ruhestrom gänzlich, und es stellen sich

Übernahmeverzerrungen ein. Einsetzbar ist diese Klasse allerdings oft nur im HF

bereich, da dort passive Ausgangsfilter die harmonischen Verzerrungen genügend

dämpfen können und der höhere Wirkungsgrad durch den Wegfall des

Ruhestroms hier Vorteile bringt.

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.5.5 Klasse D Diese sogenannten PWM Endstufen schalten mit ca. 200 KHz zwischen den

Betriebsspannungen hin und her. Der Wirkungsgrad ist sehr hoch. Da die Stärke

der Rückkopplung durch die Abtastfrequenz begrenzt ist, sind die

Verzerrungswerte schlecht. Außerdem benötigt man noch passive Tiefpassfilter

am Ausgang, um HF Störungen zu unterdrücken.

2.5.6 Klasse G Eine hier eingesetzte Klasse A-B Endstufe bei geringer Betriebsspannung wird

von einer Klasse C Endstufe eingerahmt, die ausgesteuert wird, wenn ein

gewisser Pegel überschritten wird. Hierdurch wird die Verlustleistung enorm

reduziert und die Verzerrung bei kleinen und mittleren Ausgangsspannungen klein

gehalten.

2.5.7 Klasse H Ähnlich der Klasse G wird hier allerdings die Betriebsspannung einer B Endstufe

bei vergrößerter Aussteuerung auf ein höheres Potential geschaltet, was noch

einmal die Verlustleistung reduziert und oft in Hochleistungsendstufen im PA-

Bereich Anwendung findet.

2.5.8 Neue Prinzipien Seit geraumer Zeit gibt es neue Ansätze für PWM Endstufen, wie die Equibit

Technologie von Texas Instruments die eine Umsetzung direkt von PCM, also

digitalem Audio, in PWM ermöglicht. Laut Hersteller wird ein Dynamikumfang von

bis zu 113dB erreicht. Ein ähnliches Konzept ist das so genannte Klasse T

Konzept, welches von Tripath entwickelt worden ist. Der Wirkungsgrad liegt bei

über 90%.

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.6 Auswahl der Leistungstransistoren Aktuell hat man die Auswahl zwischen drei verschiedenen Transistor Typen für

den Bau eines Verstärkers: Bipolar, FET und IGBT. Oftmals werden die teueren

FETs als gute Wahl bezeichnet, allerdings die Nachteile gegenüber bipolar

Transistoren auch oft unterschätzt [Self, 1996].

Tabelle 2: Bewertung des FET

Vorteile Nachteile Einfache komplementäre Stufen

benötigen keine Treiber. Kein second-breakdown

Mechanismus Keine Erholungszeit nach

Sättigung Positiver Temperaturkoeffizient

Schlechte Linearität im Übernahmebereich.

VGS viel höher als bei Transistoren: ca. 4-6V statt 0,7V: =>geringere Aussteuerung

Hoher RDS-ON Widerstand sorgt für schlechten Wirkungsgrad

Parasitäre Oszillationen Streuung der VGS macht Parallel-

schaltung nur mit separaten Treibern möglich

Die Kosten sind 1,5 bis 2 mal so hoch wie bei Transistoren.

Die neuste Auswahlmöglichkeit bietet der IGBT der aus einem durch einen FET

angesteuerten Transistor besteht. Allerdings werden die Vorzüge des FET und

des Transistors, die hier scheinbar vereint sind, durch ein kritisches

Überlastverhalten abgewertet. Außerdem existiert leider erst ein komplementäres

Paar von Toshiba, das für Audioanwendungen in Frage kommen könnte.

Abbildung 3: Save operating area, SOA

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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Daher wurden für das anstehende Design bipolar Transistoren ausgewählt. Auch

hier gibt es noch Auswahlkriterien, die vom Gehäuse, das die einfache Montage

und zuverlässige Kühlung garantiert, bis zu elektrischen Parametern reichen.

Wichtige elektrische Parameter sind Grenzfrequenz, Betriebsspannung und

Stromfestigkeit. Bei 150W an 4 Ohm fließen schließlich mehr als 6 A, die von den

Leistungstransistoren geliefert werden müssen. So besitzt der ausgewählte

Transistor, wie aus der SOA in Abbildung 3 abzulesen ist, bei Spannungen bis

20V noch eine Stromfestigkeit von 15 A die allerdings aufgrund des second-

breakdowns bei 100V auf 1,5A abfällt.

Um den nötigen Strom sicher tragen zu können, werden die Endtransistoren

immer als Paar eingesetzt. Dadurch verbessert sich außerdem auch die Linearität

und damit die Verzerrung 1,9 fach [Self, 1996]. Aktuell ist auf dem Markt das komplementäre Transistorenpaar 2SC3281 /

2SA1302 von Toshiba oder der Vergleichstyp von Motorola namens MJL3281 /

MJL1302 erhältlich, das im Gegensatz zu vielen alten Transistoren für

Audioanwendungen optimiert wurden [Motorola MJL3281]. Ein besonderes

Augenmerk liegt hier in der erhöhten Linearität aufgrund nur sehr geringen beta

Verlustes mit steigendem Kollektorstrom, wie Abbildung 4 veranschaulicht.

Abbildung 4: Beta Verlust

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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So verringerte sich der Stromverstärkungsfaktor beta bei alten Transistoren wie

2N3055 von akzeptablen 100 bei 0,5A auf unter 20 bei Strömen größer 6A. Dieses

Verhalten ist bei aktuellen Transistoren viel weniger ausgeprägt.

Außerdem verfügt das Paar MJL3281 / MJL1302 über das große TO-264

Gehäuse, das sich leicht isoliert auf dem Kühlkörper montieren lässt und maximal

200W Verlustleistung abführen kann.

Ebenfalls spricht die hohe Transitfequenz von 30 MHz, das beta von minimal 45

sowie die hohe Betriebsspannung von 200V für diesen Endtransistor.

Auch der davor liegende Treibertransistor sollte eine ähnlich hohe Transitfrequenz

besitzen. Allerdings ist hier nicht ein so großer Kollektorstrom nötig. Für den

angenommenen Spitzenstrom von 6 A ist ein Steuerstrom von nur 133 mA

aufzubringen. Mit dem Toshiba Paar 2SA1837 / 2SC4793, das mit einer

Transitfequenz von sogar 70 MHz glänzt und maximal 1 A liefert, ist hier eine

ausreichende Aussteuerung möglich. Insgesamt lässt sich die Endstufe von der

davor liegenden Differenzstufe mit nur rund 1 mA voll aussteuern. Das verwendete

vollisolierte TO-220 Gehäuse ermöglicht darüber hinaus eine einfache isolierte

Ankoppelung an den Kühlkörper [Toshiba SA1837].

Abbildung 5: TO 264

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.7 Voltage Feedback vs. Current Feedback

2.7.1 Ideale Verstärker Am Anfang des Schaltungsentwurfes stellt sich die Frage, welche Topologie für

die Differenzstufe besser geeignet ist, eine einfache Spannungsgegenkopplung

(voltage feedback, VFB) oder eine Stromgegenkopplung (current feedback, CFB).

Die folgende Tabelle zeigt einige globale Unterschiede auf.

Tabelle 3: Vergleich VFB - CFB

VFB CFB Kleineres Rauschen Besseres

Geichspannungsverhalten Freiheit bei der

Rückkopplungsgestaltung

Geringere Anstiegszeiten Geringere Verzerrung Beschränkung bei der

Rückkopplung

Bei näherer Betrachtung stellen sich jedoch weitere Unterschiede heraus. So ist

beim VFB eo VaV ∗= mit der Fehlerspannung npe VVV −= . Während beim CFB

teo ZiV ∗= mit der offenen Schleifentransimpedanz tZ ist.

Abbildung 6: VFB vs. CFB

Der VFB besitzt zwei hochohmige Eingänge, während der CFB einen

hochohmigen und einen niederohmigen Eingang hat. Die Eingangsstufe des CFB

besteht aus einem Pufferverstärker mit der Verstärkung eins zwischen dem

nichtinvertierenden und invertierenden Eingang, der eigentlich ein niederohmiger

Ausgang ist. Der Pufferstufe folgt eine Impedanzanpassung, die den

Ausgangsstrom des Puffers in eine äquivalente Ausgangsspannung umwandelt

[TI SLVA051].

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2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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Während die Gegenkopplungsschleife des VFB den Ausgang auf die Spannung

zwingt, die heruntergeteilt durch R1 und R2 gleich der Eingangsspannung ist,

arbeitet der CFB anders: Die angelegte Eingangsspannung Vi erscheit durch den

Puffer auch am invertierenden Eingang wieder und sorgt für einen Strom durch

R1. Dadurch wird wiederum die Ausgangsspannung, die te Zi ∗ entspricht, auch

erhöht, bis ein Strom durch R1 und R2 den Stromfluss aus dem Invertierenden

Eingang heraus ins Gleichgewicht bringt [Elektor 1999]. Bei diesem idealen Modell haben beide Verstärker die gleiche geschlossene

Schleifenverstärkung. Für den VFB-fall ergibt sich die Verstärkung mit den

folgenden Bedingungen zu:

Aus eo VaV ∗= mit npe VVV −= , ip VV = und 21

1RR

RVn += folgt:

babV

V

i

o

*11

1*1

+= mit

211RR

Rb+

= .

Für unendliches a ergibt sich somit die geschlossene Schleifenverstärkung

121RR

VV

i

o +=

Ähnliches ergibt sich bei CFB. Hier kann die Verstärkung folgendermaßen

errechnet werden:

Mit teo ZiV *= also: ipn VVV == und den Strömen am Knoten Vn,

021

=−

++−RVV

RVi onn

e folgt:

t

i

o

ZRbV

V21

1*1

+= mit

211RR

Rb+

= .

Das entspricht für unendliche Impedanz Zt der geschlossene Schleifenverstärkung

des VFB. Für den statischen Fall ergibt sich also eine identische Beschaltung

beider Verstärkerarten.

Page 16: Studienarbeit Audio-Leistungverstärker

2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.7.2 Frequenzabhängiges ESB Unterschiede werden erst dann deutlich, wenn man das frequenzabhängige

Modell verwendet.

Abbildung 7: Frequenzabhängiges ESB für VFB und CFB

Hier ergibt sich für den VFB Verstärker folgendes Verhalten:

fRCjRgm

VV

e

o

Π+=

21* woraus folgt:

fRCjRgmaΠ+

=21

* . Setzt man dieses in die

Gleichung des idealen Verstärkers von oben ein, erhält man nach Umformung und

Vernachlässigung eines Fehlerterms

gmfCj

bbV

V

i

o

Π+

= 2*11

1*1 und stellt für hohe Frequenzen eine

Bandbreitenbegrenzung fest, die durch das Verstärkungs-Bandbreiten-Verhältnis

(Gain-Bandwidth-Product, GBP) beschrieben ist:

.21

21* constC

gmRRRf =

Π=

+

Anders sieht dies beim CFB Verstärker aus, da sich hier die Bandbreite

unabhängig vom Verstärkungsfaktor einstellen lässt:

Im frequenzabhängigen ESB ergibt sich: CfRj

RZt Π+=

21 und damit

CfRjRRbV

V

i

o

2221

1*1

Π++= . Nach Vernachlässigung eines kleinen Fehlerterms wird

deutlich, dass sich die Grenzfrequenz nun durch R2 einstellen lässt:

CRfg

221

Π=

Page 17: Studienarbeit Audio-Leistungverstärker

2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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Die Verstärkung kann nun nach Festlegung der Grenzfrequenz mithilfe von R2

durch R1 separat gewählt werden. Somit gibt es nicht die beschränkende

Abhängigkeit von Bandbreite und Verstärkung wie beim VFB [National OA-30].

Page 18: Studienarbeit Audio-Leistungverstärker

2 Vorüberlegungen für das Schaltungskonzept

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2.8 Die Ausgangsstufe In vielen Schaltungen findet man Emitterfolger als Ausgangsstufe. Hier gibt es

viele verschiedene Varianten, in denen komplementäre Paare als Darlington oder

in Compoundanordnung verschaltet werden. Je nach gewünschter Empfindlichkeit

und abhängig von den Verstärkungsfaktoren der Transistoren selbst, lassen sich

zwei oder drei Halbleiter kaskadieren.

Abbildung 8: Emitterfolger vs. Transimpedanzverstärker

Dem gegenüber steht die Schaltung, die auch hier Einsatz findet: Ein

Transimpedanzverstärker. Dieser bietet den Vorteil, dass die Ausgangsstufe mit

nahezu beliebig hoher Spannung betrieben werden kann, während die Vorstufe

bei niedriger Spannung arbeitet. Nur ein kleiner Strom ist am Eingang zur

Aussteuerung erforderlich. Das Potential hingegen bewegt sich nahe dem

Massepotential [Self, 1996]. Das Manko vieler kommerzieller Schaltungen, die die komplette Aussteuerung der

Endtransistoren oft nur mit hohem Aufwand erreichen, indem sie noch eine

zusätzliche Betriebsspannung aufdoppeln, wird dadurch vermieden.

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation Betrachtet man den kompletten Schaltplan für die PSpice Simulation in Abbildung

10, so wirkt dieser etwas unübersichtlich. Im Prinzip ist der Aufbau jedoch Modular

und basiert auf folgendem Schema.

Abbildung 9: Schematischer Schaltplan

3.1 Auswahl der Komponenten

3.1.1 Das Bandpassfilter Das Bandpassfilter, welches identisch für den nichtinvertierenden und den

invertierenden Eingang dimensioniert ist, wird von C11, R27, R28 und C12 auf der

einen Seite, und von C 20, R48 R49 und C21 auf der anderen Seite gebildet

(Abbildung 10). Mit den gewählten Bauteilwerten stellt sich eine untere

Grenzfrequenz von 1,5 Hz und eine obere von 723 KHz ein.

Durch diese Beschaltung wird auch die Eingangsimpedanz des Vertärkers auf

47kΩ festgelegt. Der niederohmige Längswiderstand bringt kein unnötiges

Rauschen hervor.

3.1.2 Die Differenzstufe Zum Einsatz kommt hier ein Stromgegengekoppelter Verstärker, da bei diesem

Verstärkung und Bandbreite separat einstellbar sind. Die geringere Verzerrung

und die kürzeren Anstiegszeiten sprechen ebenso für diesen Schaltungsvariante.

3.1.3 Die Spannungs- und Ausgangsstufe Diese beiden Stufen werden zusammengefasst und in Form eines

Transimpedanzverstärkers implementiert, da hierdurch die einfache Aussteuerung

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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der Endtransistoren ermöglicht wird. Nahezu beliebige Betriebsspannungen für die

Endtransistoren sind möglich.

Für die Angestrebte Entwicklung kommen nur Klasse A oder B in Frage, da In

dem gewünschten Leistungsbereich die Verlustleistung eine untergeordnete Rolle

spielt, die Verzerrungen aber im Rahmen bleiben sollen. Daher wurde eine Klasse

B Endstufe gewählt, die mit aktuellen Endtransistoren akzeptable

Verzerrungswerte liefern sollte.

Page 21: Studienarbeit Audio-Leistungverstärker

3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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3.2 Schaltplan PSpice Simulation

Abbildung 10: Schaltplan für die PSpice Simulation

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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3.3 Symmetrisches Design Vielfach findet man nur Endstufen mit asymmetrischem Eingang, die alle die

bekannten Nachteile gegenüber Verstärkern mit symmetrischem Eingang

besitzen, wie der Einstreuung von Störspannung und Masseprobleme. Die früher

eingesetzten symmetrischen Übertrager sind wegen des kritischen Amplituden-

und Impedanzfrequenzganges allerdings auch nicht mehr zeitgemäß.

Während heute oft ein Subtrahierender Operationsverstärker eingesetzt wird, um

das symmetrische Eingangssignal zu asymmetrieren, erscheit ein komplett

symmetrisches Konzept vorteilhafter.

Abbildung 11: Testschaltung für den symmetrischen Eingang

Der OP U1 entspricht dem OM U9 im kompletten Schaltplan, während U2 durch

die Leistungsendstufe implementiert ist. Wie sich leicht nachrechnen lässt wird die

Differenzspannung zwischen IN+ und IN- mit dem Verstärkungsfaktor 431RRA +=

(R3/R4 = R6/R5) dem Lastwiderstand zugeführt. Dies geschieht selbst dann, wenn

eine Brummspannung in die Masseleitung eingespeist wird, hier durch V6

simuliert. Gegenüber der Standardimplementierung, bei der ein subtrahierender

Verstärker eine von der Aussteuerung abhängige Eingangsimpedanz besitzt, wird

die Impedanz hier ausschließlich von den Widerständen R8 und R9 bestimmt und

ist konstant.

Page 23: Studienarbeit Audio-Leistungverstärker

3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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3.4 DC Offset Korrektur Wie schon zu Anfang erwähnt, besitzt der CFA Verstärker neben seinen Vorzügen

das Problem eines schlechten DC Offset Verhaltens. Gerade hochempfindliche

Hochtontreiber sind anfällig für Gleichspannungsoffsets, da dadurch die

Schwingspule nicht um die Ruhelage mit dem homogenen Magnetfeld herum

schwingt, und damit Linearität eingebüßt wird. Um diesem Verhalten

entgegenzuwirken, kommt hier eine aktive DC Korrektur zum Einsatz.

In der Schaltung ist der Päzisionsoperationsverstärker OP 07 als Integrator

beschaltet, der sich durch seine geringe Offsetspannung auszeichnet. U2

bekommt hochohmig die Ausgangsspannung des Vertsärkers präsentiert und

korrigiert am nichtinvertierenden Eingang der CFB Stufe einen Offset. Die

Grenzfrequenz liegt bei wenigen mHz und macht sich im Audiospektrum nicht

bemerkbar.

3.5 Der Current Feedback Verstärker

Abbildung 12: CFB Verstärker

Aus dem Prinzipschaltbild lässt sich

Funktionsweise des eingesetzten

Differenzverstärkers ablesen. Der

nichtinvertierende Eingang besteht aus

einer Pufferstufe mit hoher Eingangs-

impedanz.

Die beiden Transistoren Q1 und Q4

werden von Konstantstromquellen

gespeist und sorgen bei Änderung des

Eingangssignals für eine Verstimmung

des Basispotentials von Q2 und Q3. So

wird die Spannungsänderung am

invertierenden Eingang wieder

sichtbar.

Die sich ändernde Leitfähigkeit von Q2 und Q3 sorgt darüber hinaus noch für eine

Potentialverschiebung an den Basen der nächsten Stufe. Diese ist eine bipolare

Stromquelle und liefert dann schließlich den Steuerstrom für die Ausgangsstufe.

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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3.6 Stromquellen für den CFB Verstärker Die Linearität des CFB Verstärkers ist maßgeblich von der Qualität der

Stromquelle abhängig, daher besteht diese aus einer transistorisierten

spannungsgesteuerten Konstantstromquelle (Q1,Q2,R1,R2). Die Steuerspannung

wiederum wird durch den Spannungsabfall an einer LED erzeugt. LEDs sind im

Gegensatz zu Zenerdioden bekannt dafür, geringes Rauschen zu erzeugen.

Kleine Elektrolytkondensatoren puffern die sich einstellende Spannung. Die

Leuchtdiode wird von einer FET Konstantstromquelle gespeist. Hier findet der

selbstleitende FET BF245A Einsatz, der bei einer Gate Source Spannung von 0

Volt etwa 2 mA liefert.

Die sich einstellende Spannung von 1,6 Volt über der LED sorgt mit dem

Emitterwiderstand für einen Konstantstrom durch die Eingangstransistoren von

ebenfalls 2 mA.

3.7 Kaskodeschaltung zur Eliminierung des Miller-Effekts Die beiden spannungsgesteuerten Stromquellen mit den Transistoren Q5 und Q6

aus Abbildung 12 besitzen ungewolltes Tiefpassverhalten. Die beiden Kollekor-

Basis-Kapazitäten dieser Transistoren werden aufgrund des Miller-Effekts mit dem

Verstärkungsfaktor der Schaltung vergrößert. Um dieses Verhalten zu verbessern

ist in der simulierten Schaltung nach Abbildung 10 eine Kaskode für jeden

Transistor eingesetzt. Q9 und Q10 transportieren in Basisschaltung den

Ausgangsstrom von Q7 und Q8 weiter und sorgen mit ihrem niedrigen

Eingangswiderstand für das Verschwinden des Millereffekts. Die Basisspannung

dieser Kaskodetransistoren wird auf 4,7 Volt mit den Zehnerdioden D1 und D2

sowie der Konstantsromquelle J3 eingestellt. So fallen über Q7 und Q8 jeweils

höchstens 4 V ab, und es ist damit möglich die Kleinleistungstransistoren

BC550/BC560 einzusetzen. Die höhere Verlustleistung wird von den größeren

MJE340/MJE350 Kaskodetransistoren abgeführt.

3.8 Ruhestromstabilisierung Damit die Endtransistoren im Übernahmebereich beide leiten, werden Q11 und

Q12 mit einer Konstantspannung vorgespannt. Abhängig von dem

Spannungsteiler an der Basis ergibt sich damit eine einstellbare Zenerdiode mit

der Ausgangsspannung )24281(* RRUU BECE += .

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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3.9 Transistor Sättigung Bei allen Teilen der Schaltung wurde auf schnelle Transistoren, geringe

Anstiegszeiten und hohe Grenzfrequenzen Wert gelegt. In diesem

Zusammenhang steht auch der Einsatz von drei Dioden um die Endtransistoren

herum. Diese scheinen im ersten Moment überflüssig. Allerdings vermeiden sie,

dass das Basispotential unter das Kollektorpotential fallen kann. Wird versucht,

einen so großen Strom aus der Basis von Q13 und Q16 zu ziehen, dass die

Transistoren gesättigt werden würden, wird D11 leitend und liefert den geforderten

Strom.

Durch diese Trickschaltung können die Endtransistoren nie in die Sättigung

kommen und die Erholungszeit, die ein Transistor beim Übergang von Sättigung in

den leitenden Bereich benötigt, wird damit niemals die Geschwindigkeit der Stufe

beeinträchtigen.

3.10 Simulation PSpice simuliert eine Schaltung, indem es aufgrund gegebener Modelle, die auch

die Nichtlinearität der elektronischen Bauelemente widerspiegeln, Schritt für

Schritt alle sich ergebenden Differentialgleichungen für Strom und Spannung an

jedem Punkt der Schaltung für den entsprechenden Zeitschritt errechnet. Zu

Beginn wird immer ein Gleichspannungsarbeitspunkt errechnet, von dem aus das

Klein- und Großsignalverhalten abgeleitet wird.

Für die Schaltungsentwicklung ist dieser Schritt bedeutsam, da sofort alle Strom

und Spannungszustände abzulesen sind. Dadurch wird es möglich eine plausible

Vorstellung von den dimensionierten Bauteilen zu erhalten und Überschreitungen

der maximalen Betriebsparameter auszuschließen.

Interessant für die Leistungsfähigkeit eines Verstärkers ist besonders die AC-Sweep/Noise Analyse, die Aufschluss über den Frequenzgang des Verstärkers

sowie die zu erwartende Rauschspannung gibt. Mithilfe einer

Transientenuntersuchung ist es hingegen möglich, ein Sinussignal anzulegen

und den sich ergebenden Spannungsverlauf am Ausgang mittels FFT Analyse auf

Harmonische Verzerrungen zu untersuchen. Die Messergebnisse aus diesen

Untersuchungen sollen nun vorgestellt werden.

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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Abbildung 13: Frequenzgang Closed Loop

Abbildung 14: Rausspannung am Ausgang

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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Aus den Abbildungen 13 und 14 ist ersichtlich, dass in der simulierten Beschaltung

eine Bandbreite von 80 kHz zu erwarten ist. Gemessen wurde der Closed-Loop

Frequenzgang mit 1 V Eingangsspannung. Die Rausspannung am Ausgang ist

enorm gering. Die HznV /145 entsprechen zurückgerechnet auf ein äquivalentes

Eingangsrauschen nicht mal HznV /7 . Das ist eine Größenordnung, die der

eines guten Vorverstärkers entspricht. Die Rausspannung von 20µV, die sich

daraus bei einer Bandbreite von 20kHz ergibt bedeutet für die Schaltung einen

Dynamikumfang von 121dB.

3.11 Stabilitätsuntersuchung mit PSpice Für die Stabilitätsuntersuchung ist es nötig die offene Schleifenverstärkung zu

messen. Leider ist es nicht möglich, einfach den Kreis am invertierenden Eingang

des Differenzverstärkers aufzutrennen. In der realen Schaltung würde der

Verstärker sofort gegen eine der Betriebsspannungen laufen, da geringe

Unsymmetrien, mehrere tausendfach verstärkt, nicht aussteuerbar sind. Die

Simulation hingegen lässt sich gar nicht erst durchführen, da kein stabiler

Gleichspannungsarbeitspunkt ermittelbar ist.

Daher muss man sich eines Tricks bedienen, der für Gleichspannung einen

Kurzschluss darstellt und für jegliche Wechselspannung hochohmig ist. So setzt

man einfach in die aufgeschnittene Regelschleife eine Induktivität mit 1000GH ein.

Aus Abbildung 15 wird die Transitfrequenz von ca. 10 MHz deutlich. Die offene

Schleifenverstärkung ist mit 6300 hoch und sollte die Verzerrung um bis zu 75dB

verbessern können.

Betrachtet man den Phasenfrequenzgang, so ist die Schaltung ausreichend stabil,

da die Phase nicht unter -132° fällt und eine Phasenreserve von 48° bei 90,7KHz

ausreicht.

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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Abbildung 15: Open Loop Amplitudenfrequenzgang

Abbildung 16: Open Loop Phasenfrequenzgang

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3 Schaltungsdimensionierung und Simulation

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Führt man die Transientenuntersuchung durch, bei der eine Wechselspannung

von 1V bei 1kHz angelegt wird, ergibt sich aus dem Spannungsverlauf und der

FFT Abbildung 17. Die nicht immer passend gewählte Samplingrate sorgt für das

Auftreten von dominaten K5 und höheren Harmonischen. Die absolute

Klirrspannung von etwa 10mV hingegen stellt für die Schaltung einen schlechten

Klirrfaktor dar, nämlich nur 66 dB. Allerdings gilt es diese Eigenschaft noch in der

realen Schaltung zu verfifizieren.

Abbildung 17: THD Untersuchung

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4 PCB-Design

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4 PCB-Design

4.1 Schaltplan

Abbildung 18: Schaltplan Teil 1: Endstufe

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4 PCB-Design

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Abbildung 19: Schaltplan Teil 2: Schutzschaltung

Vergleicht man die Schaltpläne der Simulation und der realen Schaltung, werden

nur wenige Unterschiede deutlich. Hinzugekommen sind die Spannungsregler IC1

und IC5 die +23V und -23V für die Differenzstufe generieren. Der Einsatz von

Spannungsreglern ist hier sinnvoll, da stromgegengekoppelte Verstärker eine

schlechtere PSR (Power Supply Rejection Ratio) besitzen. Die beiden OPs

werden ebenfalls von Spannungsreglern (IC2, IC3) mit +15V und -15V versorgt.

Darüber hinaus werden beide noch einmal durch 10 Ohm Widerstände und eigene

Kondensatoren gepuffert.

Die Emitterwiderstände sind in einer dreifachen Parallelschaltung realisiert, damit

die hohe Verlustleistung abgeführt werden kann und ein Aufbau aus

handelsüblichen induktionsarmen Metalloxidwiderständen möglich ist.

Eine Schutzschaltung sorgt für eine Einschaltverzögerung, bis die Endstufe stabil

arbeitet. Ein Übertemperaturschutz sowie eine DC-Offset-Detektorschaltung

schützen den angeschlossenen Lautsprecher vor Fehlfunktion der Endstufe.

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4 PCB-Design

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4.2 Die Platine

Abbildung 20: PCB Platzierung

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4 PCB-Design

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Abbildung 21: PCB Top Layer

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Abbildung 22: PCB Bottom Layer

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4 PCB-Design

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Für die einfache Kühlkörpermontage sind bei dem Platinendesign alle

Leistungstransistoren, die gekühlt werden müssen, auf der linken langen Seite

platziert. Die linke obere Ecke wird durch die Schutzschaltung eingenommen und

ist aus Platzgründen in SMD ausgeführt. Von oben rechts wird die

Betriebsspannung zugeführt. Diese darf maximal +42/-42V betragen und wird von

den Siebelkos darunter geglättet. Unterhalb der Siebelkos finden sich die

Spannungsregler für die Differenzstufe in einer Reihe angeordnet.

Das Eingangssignal wird rechts unten eingespeist und durchläuft dort das

Bandpassfilter. Darüber sind die OPs platziert, die auch auf den

nichtinvertierenden und invertierenden Eingang der links daneben liegenden

Differenzstufe arbeiten. Daran schließen die Kaskodestufe und die Vortreiber an,

die das Signal an die Endtransistoren weiterleiten.

Abbildung 23: Foto der fertigen Endstufe

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4 PCB-Design

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Zwischen Ausgangtransistoren und Relais findet sich noch eine L/R

Parallelschaltung die bei kapazitiven Lasten die Endstufe vor kritischen

Betriebszuständen schützen soll. Vor diesem Element greift die über alles

Gegenkopplung an.

Auf dem Bottom Layer ist gut die sternförmige Masseführung zu erkennen. Das

Sensesignal für das symmetrische Design wird, wie theoretisch überlegt, auf dem

Top Layer direkt am Masseanschluss des Lautsprecherausgangs abgegriffen.

4.3 CLC Siebung

Abbildung 24: CLC Siebung

Bei herkömmlicher Netzteilschaltung aus Transformator, Gleichrichter und

Siebelko wird der Endstufe eine Gleichspannung geliefert, die von einer nicht

Sinusförmigen Brummspannung mit der Grundfrequenz 100Hz überlagert ist.

Möchte man die Brummspannung verringern, so vergrößert man häufig einfach

den Siebkondensator. Leider entstehen hierdurch Ladestromspitzen, die ihrerseits

wieder eine neue Störquelle darstellen [Elrad, 1991]. Mit einem Spitzenstrom von 10A ergibt sich eine Brummspannung von

VCf

IUL

Br 2**2

=≈ bei Verwendung von 50.000µF (2 *10.000µF auf der Platine,

3 externe 10.000µF). Setzt man hingegen eine CLC Siebung wie in Abbildung 24

ein, und verwendet einen der 10.000µF Kondensatoren als Ladeelko, so ergibt

sich ein Siebfaktor von 35**)**2( 2 =Π= LL CLfS (L= 1mH). Die

Brummspannung beträgt dann nur VUU BraltBr 056,035/ == . Daher wird auch hier

eine CLC Siebung verwendet.

Page 37: Studienarbeit Audio-Leistungverstärker

5 Die Messung

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5 Die Messung

Abbildung 25: Outputnoise ohne Last

Abbildung 26: Outputnoise mit 4 Ohm Last

Page 38: Studienarbeit Audio-Leistungverstärker

5 Die Messung

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Abbildung 27: THD + Noise an 8 Ohm mit -10dBu Eingangsspannung

Abbildung 28: Dämpungsfaktor vor L/R Kombination

Page 39: Studienarbeit Audio-Leistungverstärker

5 Die Messung

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5.1 Bewertung Betrachtet man die Ausgangsrauschspannung, die mit dem realen Verstärker

erreicht wird, so lässt sich ein Rauschabstand von -115dB ablesen. Zusammen

mit der Verstärkung von +26dB ergibt sich damit ein Dynamikumfang von 130dB.

Der Verstärker erfüllt das geforderte Ziel in Bezug auf das Rauschen.

Betrachtet man allerdings den THD+Noise Plot, so wird deutlich, dass hier ein

Klirrfaktor von nur 0,02% bei 5W Ausgangsleistung erreicht wird was einem

THD+N/S Verhältnis von 73,7dB entspricht. Diesbezüglich ist die Schaltung nicht

genügend optimiert und bedarf einer Verbesserung. Der Dämpfungsfaktor von

rund 250 ist zwar nicht schlecht, aber auch nicht herausragend und sollte

ebenfalls noch erhöht werden.

Beim Vergleich von Simulation und Messung lässt sich jedoch eine gute

Korrelation ablesen. Offensichtlich ist der Aufwand einer ausführlichen Simulation

durch eine gute Vorhersagbarkeit gerechtfertigt, allein um bei Problemen bei der

Inbetriebnahme schnell das Verhalten der Schaltung an jeder Stelle auf

Plausibilität zu prüfen.

Für weiterführende Untersuchungen sollte eine Erhöhung der offenen

Schleifenverstärkung in Erwägung gezogen werden, die vielleicht mit

Darlingtonbeschaltung der Endtransistoren möglich ist.

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6 Abbildungsverzeichnis

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6 Abbildungsverzeichnis Tabelle 1: Angestrebte Eckdaten ............................................................................4

Abbildung 1: Blockschaltbild eine rückgekoppelten Verstärkers ............................6

Abbildung 2: Dreistufiger Versärker ........................................................................8

Tabelle 2: Bewertung des FET..............................................................................11

Abbildung 3: Save operating area, SOA ...............................................................11

Abbildung 4: Beta Verlust......................................................................................12

Abbildung 5: TO 264 .............................................................................................13

Tabelle 3: Vergleich VFB - CFB ............................................................................14

Abbildung 6: VFB vs. CFB ....................................................................................14

Abbildung 7: Frequenzabhängiges ESB für VFB und CFB ...................................16

Abbildung 8: Emitterfolger vs. Transimpedanzverstärker......................................18

Abbildung 9: Schematischer Schaltplan................................................................19

Abbildung 10: Schaltplan für die PSpice Simulation..............................................21

Abbildung 11: Testschaltung für den symmetrischen Eingang..............................22

Abbildung 12: CFB Verstärker...............................................................................23

Abbildung 13: Frequenzgang Closed Loop ...........................................................26

Abbildung 14: Rausspannung am Ausgang ..........................................................26

Abbildung 15: Open Loop Amplitudenfrequenzgang.............................................28

Abbildung 16: Open Loop Phasenfrequenzgang...................................................28

Abbildung 17: THD Untersuchung.........................................................................29

Abbildung 18: Schaltplan Teil 1: Endstufe.............................................................30

Abbildung 19: Schaltplan Teil 2: Schutzschaltung.................................................31

Abbildung 20: PCB Platzierung .............................................................................32

Abbildung 21: PCB Top Layer...............................................................................33

Abbildung 22: PCB Bottom Layer..........................................................................34

Abbildung 23: Foto der fertigen Endstufe..............................................................35

Abbildung 24: CLC Siebung..................................................................................36

Abbildung 25: Outputnoise ohne Last ...................................................................37

Abbildung 26: Outputnoise mit 4 Ohm Last...........................................................37

Abbildung 27: THD + Noise an 8 Ohm mit -10dBu Eingangsspannung ................38

Abbildung 28: Dämpungsfaktor vor L/R Kombination............................................38

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7 Literaturverzeichnis

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7 Literaturverzeichnis [Cuno 1997] Dr. Hans-Helmuth Cuno

Skriptum der Vorlesung im studienbegleitenden Unterricht Praktische Elektronik Stand 04/1997 http://homepages.fh-regensburg.de/~cuh39305/pe/peineu.pdf

[Eldrad, 1983] NDFL, Elrad 1993, Heft 12, Seiten 91 ff. [TI SLVA051] James Karki

Voltage Feedback Vs Current Feedback Op Amps Applicatication Report SLVA051 November 1998 http://www.ti.com

[Elektor, 1999] Kleine Qualitätsendstufe, Elektor 1999, Heft 5, Seiten 16ff.

[National OA-30] Debbie Brandenburg Current vs. Voltage Feedback Amplifers Application Note OA-30 Januar 1998 http://www.national.com

[Self, 1996] Douglas Self Audio Power Amplifier Designa Handbook Second edition Oxford, 1996

[Motorola MJL3281] Onsemiconductor Datasheet MJL3281 A/D http://www.onsemi.com

[Toshiba SA1837] Toshiba Datasheet 2SA1837 http://www.toshiba.com

[Elrad, 1991] Gerhard Haas Brummbremsen Elrad, 1991, Heft7, Seiten 66ff.