Andy Püschel     

Vorname Nachname     

 

Fernstudium Elektrotechnik, 2009, 4051731 

Studiengang, Matrikel, Matrikelnummer     

 

    Thema: 

    Entwicklung eines DC‐DC Wandlers zur Bordnetzversorgung von Elektrofahrzeugen 

 

   

   

 

    Prof. Dr. M. Brutscheck 

    1. Prüfer/in 

 

    Prof. Dr. I. W. Merfert 

    2. Prüfer/in 

 

    17.08.2015 

    Abgabe am 

 

II 

Selbstständigkeitserklärung

Hiermiterkläre/nich/wir,dassdieArbeitselbständigverfasst,ingleicheroderähnlicherFassungnochnichtineinemanderenStudiengangalsPrüfungsleistungvorgelegtwurdeundkeineanderenalsdieangegebenenHilfsmittelundQuellen,einschließlichderangegebenenoderbeschriebenenSoftware,verwendetwurden.Hettstedt, 09.08.2015  Ort, Datum  Unterschrift/en der/des Studierenden Sperrvermerk

Sperrvermerk:    ja    nein  X wenn ja:  Der  Inhalt  der  Arbeit  darf  Dritten  ohne  Genehmigung  der/des 

(Bezeichnung  des  Unternehmens)  nicht  zugänglich  gemacht  werden. Dieser Sperrvermerk gilt für die Dauer von X Jahren. 

Hettstedt, 09.08.2015  Ort, Datum  Unterschrift/en der/des Studierenden 

   

 

 

 

III 

AngabenzumUnternehmen

Logo des Unternehmens 

Name des Unternehmens  Mansfelder Kupfer und Messing GmbH 

Abteilung  Instandhaltung Elektrik – BU Blech, Band 

Name des Betreuers  M. Eng. Thomas Eckardt 

 

Kontaktdaten 

Anschrift des Standortes, an dem die Arbeit verfasst wurde 

MKM GmbH Lichtlöcherberg 40, 06333 Hettstedt 

E‐Mail‐Adresse des Betreuers  Thomas.Eckardt@mkm.eu  

 

IV 

Kurzfassung

InhaltdieserArbeitistdieEntwicklung,derAufbauundderTesteinesDC‐DCWandlerszurBordnetzversorgungvonElektrofahrzeugen.InKapitel1werdendieBeweggründefürdieseBachelorarbeitgenanntunddieParameterdesWandlersnäherbestimmt.Kapitel2gibteinenÜberblicküberdenStandderTechnikundbeinhaltetverschiedeneWandler‐TopologienundihreWirkungsweise.AlswichtigeKomponentenwerdenderTransformatorbetrachtetsowiedienötigenLeistungshalbleiter.AbschließendwerdenmöglicheRegelverfahrenkurzerläutert.InKapitel3wirdeinemöglicheVorgehensweisezurEntwicklungeinesDC‐DCWandlersdargelegt.EswirdeineWandler‐Topologieausgewählt,dieSchaltungwirderstellt,dieKomponentenwerdendimensioniert.DanachwerdenanhandderKomponentendieVerlusteundderWirkungsgradbestimmt.Esfolgen2kurzeAbschnitte,diesichmitderAbführungderWärmeverlusteundderSimulationderSchaltungbeschäftigen.ZumSchlusserfolgtdieBeschreibungeinesTestaufbaus,erstenMessungenanderSchaltung.Kapitel4gibteineZusammenfassungderBachelorarbeitwieder.

 

V 

Inhaltsverzeichnis

 1  

Motivation und Zielsetzung 1‐1

2  

Stand der Technik  2‐1

2.1  Netzteil Topologien  2‐22.1.1  Der Abwärtswandler  2‐22.1.2  Der Aufwärtswandler  2‐32.1.3  Der Inverswandler  2‐42.1.4  Der Eintakt‐Sperrwandler  2‐52.1.5  Der Eintakt‐Flusswandler  2‐72.1.6  

Der Gegentaktwandler in Halb‐ und Vollbrückenschaltung 2‐8

2.2  Transformator – konventionelles Netzteil/Schaltnetzteil 2‐112.2.1  Grundlagen 2‐122.2.2  

Trafokerne und Kernmaterialien 2‐14

2.3  

Leistungs‐Halbleiter in Schaltnetzteilen 2‐16

2.4  

Regelverfahren von Schaltnetzteilen 2‐20

3  

Entwicklung, Aufbau und Test des DC‐DC Wandlers 3‐1

3.1  

Auswahl der Wandler‐Topologie 3‐1

3.2  Dimensionierung der Schaltung und Komponenten 3‐23.2.1  MOSFET der H‐Brücke  3‐43.2.2  HF‐Transformator  3‐53.2.3  Gleichrichter‐ und Freilaufdioden 3‐83.2.4  Glättungsdrossel  3‐93.2.5  Glättungskondensator  3‐103.2.6  Eingangskondensator  3‐123.2.7  Hilfsspannungserzeugung  3‐133.2.8  Regelschaltkreis und MOSFET‐Treiber 3‐153.2.9  U/I‐Regler 3‐193.2.10  

Temperaturabschaltung  3‐22

3.3  Bestimmen der Verluste und des Wirkungsgrads 3‐243.3.1  Verluste der MOSFET  3‐253.3.2  Verluste des Transformators 3‐263.3.3  Verluste der Gleichrichterdioden 3‐283.3.4  Verluste der Glättungsdrossel 3‐293.3.5  Verluste der Ein‐/Ausgangskondensatoren 3‐303.3.6  

Wirkungsgrad  3‐31

3.4  

Abführung der Wärmeverluste 3‐32

3.5  

Simulation der Schaltung in Multisim 12.0 3‐34

3.6  

Versuchsaufbau des Schaltnetzteils 3‐34

4  

Zusammenfassung und Ausblicke 4‐1

4.1  Zusammenfassung der Arbeit 4‐1

 

VI 

 4.2  

Ausblicke  4‐1

A  

Anhang  A‐1

A1  Schaltplan des Netzteils  A‐1A2  Simulationsplan  A‐6A3  Verlustkurve nach Frequenz aus [EFMDT] für N87 Kernmaterial A‐9A4  

Versuchsaufbau  A‐10

B  

Abbildungsverzeichnis  B‐1

L  

Literaturverzeichnis  L‐1

S  

Symbolverzeichnis  S‐1

T  

Tabellenverzeichnis  T‐1

  Lebenslauf VII

1‐1

1MotivationundZielsetzungIn vielen industriellen Betrieben sind Elektrofahrzeuge für den innerbetrieblichenTransportimEinsatz.Oftwerdendiesenochmit80VBleibatterienangetrieben,dieauseinzelnenZellenbestehen.UmdieBordnetzspannungvon12Vzuerzeugen,wirdhiermeisteinzusätzlicherAbgriffamAkkupacketgenutzt.DadurchwirdeinTeilderZellenmehr beansprucht bzw. entladen als die restlichen Zellen, was die Lebensdauer undNutzungszeitdesgesamtenAkkusnegativbeeinflusst.DurchdenEinsatzeinesNetzteilssoll die Belastung auf alle Zellen verteiltwerden und so die Lebenszeit des gesamtenAkkuserhöhtwerden.Ziel dieser Bachelorarbeit ist also die Entwicklung, der Aufbau und Test eines DC‐DCWandlers, der aus72‐92VDCEingangsspannung eineAusgangsspannungvon12VDCzur Verfügung stellt. Es ist eine Ausgangsleistung von 300W erforderlich bei einemWirkungsgrad von mindestens 80%. Eine niedrige Restwelligkeit und ein Schutz desBordnetzes vor Überstrom, Überspannung sowie ein Temperaturschutz des Netzteilswerdengefordert.

2‐1

2StandderTechnikElektrischeundelektronischeBauteilebenötigeneinebestimmteBetriebsspannung,diemeist nicht direkt zur Verfügung steht. Sie muss aus höheren oder niedrigerenSpannungenerzeugtwerden.DazudienenimallgemeinenNetzteile.UnterscheidenkannmanindiekonventionellenNetzteile mit linearer Regelung und die getakteten Netzteile, so genannteSchaltnetzteile.WeitereUnterteilungenzeigendie2folgendenÜbersichten.

Bild2.01:EinteilungvonStromversorgungen[Tie10]

Konventionelle Netzteile haben den Vorteil eines störarmenBetriebes, da sie nurmitFrequenzen von 50Hz bis 360Hz arbeiten; je nachNetz und Gleichrichtung. EntgegenstehtihneneinmeistschlechterWirkungsgrad,jenachAuslastung.

2‐2

Schaltnetzteile besitzen einen hohen Wirkungsgrad und sind durch ihre kleinen HF‐Trafos und geringerem Filteraufwand kompakter und leichter. Dafür sind ihreSchaltungen komplexer und erzeugen durch die schnellen und harten Schaltvorgängebis 1MHz nicht zu vernachlässigende EMV‐Störungen. Diese müssen entsprechendgefiltert und abgeschirmt werden. Durch den Einsatz modernster Halbleiter sindWirkungsgradebisüber90%möglich.

2.1NetzteilTopologienSchaltnetzteilesindderaktuelleStandderTechnik,wennesumdieBereitstellungvonBetriebsspannungen geht. Jedes aktuelle Gerätenetzteil oder Ladegerät enthält einSchaltnetzteil. Unterscheiden kann man Schaltnetzteile nach ihrem Aufbau und dendaraus resultierenden Eigenschaften wie galvanische Trennung, Ein‐/AusgangsspannungoderLeistung.SchaltnetzteileohnegalvanischeTrennungsindderAbwärtswandler,Aufwärtswandlerund der invertierende Wandler. Schaltregler mit galvanischer Trennung sind derEintakt‐Sperrwandler, Eintakt‐Flusswandler und den Gegentaktwandler in Halb‐ undVollbrückenschaltung;umnureinigezunennen.

2.1.1DerAbwärtswandlerDer Abwärtswandler zählt zu den Flusswandlern und ist ein Schaltregler ohnegalvanischeTrennungundohneTransformator.ErwandeltseineEingangsspannungineine kleinere Ausgangsspannung um. Er übernimmt die gleiche Funktion wie einLängsregler in einem konventionellen Netzteil, nur mit einem wesentlich höherenWirkungsgrad.

Bild2.02:GrundaufbaueinesAbwärtswandlers[Sch07]

Wird derMOSFET T leitend, so fließt ein Strom durch die Drossel L und die Last RV.Sperrt T, treibt L den Strom weiter und der Stromkreis wird über die Diode Dgeschlossen. Der Strom kommutiert von T auf D.(Bild 2.3) Je nach Tastverhältnis derEin‐/AusschaltzeitenvonTergibtsichdieAusgangsspannung.(Bild2.4)

2‐3

Bild2.03:StromverläufebeimAbwärtswandlermitidealisiertenBauelementen[Sch07]

Bild 2.04:AusgangsspannunginAbhängigkeitvomTastverhältnisbeimAbwärts‐wandler[Sch07]

2.1.2DerAufwärtswandlerDerAufwärtswandleristaucheinSchaltreglerohnePotentialtrennungundohneTrafo,zählt aber zu den Sperrwandlern. Im Gegensatz zu Abwärtswandler ist seineAusgangsspannunghöheralsseineEingangsspannung.

Bild2.05:GrundaufbaueinesAufwärtswandlers[Sch07]

Während der Zeit, in der der MOSFET T leitet, lädt sich die Drossel L auf. In derSperrphase gibt sie ihre Energie über die Diode D an die Last RV ab.(Bild 2.6) DieAusgangsspannungistwiedervomTastverhältnisvonTabhängig.(Bild2.7)

2‐4

Bild2.06:StromverläufebeimAufwärtswandlermitidealisiertenBauelementen[Sch07]

Bild 2.07:AusgangsspannunginAbhängig‐keitvomTastverhältnisbeimAufwärtswandler[Sch07]

2.1.3DerInverswandlerDer Inverswandler gehört ebenfalls zu den Schaltreglern ohne Potentialtrennung undohneTrafo.ErzähltzudenSperrwandlernundhatdiebesondereEigenschaftauseinerpositiven Eingangsspannung eine gleich große oder größere negativeAusgangsspannungzuerzeugen.

Bild2.08:GrundaufbaueinesInverswandlers[Sch07]

2‐5

InderleitendenPhasedesMOSFETT,sperrtdieDiodeDundderStromfließtüberdieDrossel L, die sich auflädt. Während der Sperrphase treibt die Drossel L den StromweiterundderStromkreisschließtsichüberdieLastRVunddieDiodeD.DadurchergibtsicheinenegativeAusgangsspannung.(Bild2.9)AuchhiergibteseinenZusammenhangzwischenderAusgangsspannungunddemTastgradvonT.(Bild2.10)

Bild2.09:StromverläufebeimInverswandlermitidealisiertenBauelementen[Sch07]

Bild 2.10:AusgangsspannunginAbhängigkeitvomTastverhältnisbeimInvers‐wandler[Sch07]

2.1.4DerEintakt‐SperrwandlerDerEintakt‐SperrwandlergehörtzuderGruppederSchaltreglermitPotentialtrennungund besitzt einen Trafo zur Spannungsübersetzung und Trennung. Dadurch ist esmöglich, höhere und niedrigere Ausgangsspannungen, bezogen auf dieEingangsspannung,zuerzeugen.

2‐6

Bild2.11:GrundaufbaueinesEintakt‐Sperrwandlers[Sch07]

IstderMOSFETTleitend, fließteinStromdurchdiePrimärwicklungdesTrafos.DiesespeichertEnergieinihremmagnetischenFeld.SperrtderMOSFETT,mussdieseEnergiewieder abgebautwerden.DadiePrimär‐ undSekundärwicklungdurchdenTrafokernmagnetisch gekoppelt undvomgleichenmagnetischenFlussdurchsetzt sind, spielt eskeineRolleaufwelcherSeitedesTrafosderAbbaugeschieht.AnderPrimärwicklungistdurch Sperren von T kein Stromfluss möglich, an der Sekundärwicklung schon. DerStrom fließt über die Diode D zum Verbraucher RV zurück zur Wicklung. DieKondensatoren am Ein‐ und Ausgang der Schaltung dienen dem Glätten derStromspitzen,diebeidieserSchaltung,wieauchbeidenanderenSchaltungen,auftreten.Sie sind so groß dimensioniert, dass die Spannungen als Gleichspannung angesehenwerdenkönnen.InderFunktionsweiseistderEintakt‐SperrwandlerähnlichderdesAufwärtswandlers.DurchdenEinsatzeinesTrafosist jedocheineSpannungsübersetzungundgalvanischeTrennungmöglich.

Bild2.12:StromverläufebeimEintakt‐Sperr‐wandlermitidealisiertenBauelementen[Sch07]

Bild 2.13:AusgangsspannunginAbhängigkeitvomTastverhältnisbeimEintakt‐Sperrwandler[Sch07]

2‐7

Auch bei diesem Wandler ist die Ausgangsspannung vom Tastgrad des Transistorsabhängig.(Bild2.13)EszeigtsichdasgleicheVerhaltenwiebeimInverswandler,wennbeideSchaltnetzteilemitkonstanterArbeitsfrequenzbetriebenwerden.

2.1.5DerEintakt‐FlusswandlerDer Eintakt‐Flusswandler besitzt die gleichen Eigenschaften wie der Eintakt‐Sperrwandler,nurseinAufbauundFunktionsweiseistanders.

Bild2.14:GrundaufbaueinesEintakt‐Fusswandlers[Sch07]

Während der MOSFET T leitet, wird ein Strom in den Trafo eingeprägt. Durch dengleichenWicklungssinnder erstenPrimär‐ undSekundärwicklung, fließt auch auf derSekundärseiteeinStromdurchD2undprägtwiederuminLeinenStromein.D1undD3sperrenindieserZeit.(Bild2.15)In der Sperrphase von T, wird der Trafo durch die zweite Primärwicklung und D1entladenunddieEnergiewirdzurückgespeist.AufderSekundärseitetreibtLdenStromüberD3weiter.CeundCaglättendabeidieSpannungen, indemSiedieStromspitzenabblockenbzw.filtern.Die Arbeitsweise ist ähnlich der des Abwärtswandlers, was sich auch im linearenVerhältnisderAusgangsspannungzumTastverhältnisvonTwiederspiegelt.(Bild2.16)

2‐8

Bild2.15:StromverläufebeimEintakt‐FlusswandlermitidealisiertenBauelementen[Sch07]

Bild 2.16:AusgangsspannunginAbhängig‐keitvomTastverhältnisbeimEintakt‐Flusswandler[Sch07]

2.1.6DerGegentaktwandlerinHalb‐undVollbrückenschaltungDerGegentaktwandleristeineErweiterungdesEintakt‐Flusswandlers,beidernureinePrimärwicklungvorhandenist,diejedochabwechselndinbeideRichtungenangesteuertwird. Dadurch wird der magnetische Kreis besser genutzt und es entfällt dieEntmagnetisierung,wiebeidenSperrwandlern.

Bild2.17:GrundaufbauderPrimärseiteeinesGegentaktwandlersinBrückenschaltung[Sch07]

InderHalbbrückenschaltungwerdenzweigleichgroßeKondensatorenbenutzt,umeinekünstliche,symmetrischeMittelspannungzuerzeugen.T1undT2werdenabwechselndangesteuert, um den Trafo gleichmäßig in beide Richtungen auszusteuern. Diese

2‐9

Schaltung eignet sich vor allem bei hohen Eingangsspannungen, da diese halbiertwerdenunddieTransistorenauchnurdiehalbeSpannungsfestigkeitbenötigen.BeiderVollbrückenschaltungwerdenvierTransistoreninH‐Brückenschaltungbenötigt,um den Trafo in beide Richtungen anzusteuern. Dabei werden T1/T4 und T2/T3abwechselnd angesteuert. Hierbei ist darauf zu achten, dass die Ansteuerungsymmetrischgeschieht,daderTrafosonstmiteinemGleichstrombelastetwird,derzueinerSättigungdesKernsführt. BeimEinsatz vonMOSFET’shat dieseSchaltungdenVorteil, dass während der Sperrphasen durch die Invers‐/Bodydioden immer einStromflusszurückzurSpannungsquellegewährleistetist.Die Sekundärseite kann verschieden ausgeführtwerden, je nach Anforderungen. EineMöglichkeit ist der Aufbau einer M2U‐Schaltung, bei der eine Sekundärwicklung mitMittenabgrifferforderlichist.EinLC‐FilterglättetdieAusgangsspannung.(Bild2.18)

Bild2.18:GrundaufbauderSekundärseiteeinesGegentaktwandlersinM2U‐Schaltung[Sch07]

Eine andere Variante ist eine B2U‐Schaltung. Sie hat den Vorteil, dass eine einfacheSekundärwicklunggenügt,benötigtaberzweizusätzlicheDioden.(Bild2.19)

Bild2.19:GrundaufbauderSekundärseiteeinesGegentaktwandlersinB2U‐Schaltung[Sch07]

DieseSchaltunglässtsichumeineFreilaufdiodeerweitern:

2‐10

Bild2.20:GrundaufbauderSekundärseiteeinesGegentaktwandlersinB2U‐Schaltungmit

zusätzlicherFreilaufdiode[Sch07]

Hier fließt der Strom während der Sperrphase durch D5 und nicht durch denBrückengleichrichter,waseinenniedrigerenSpannungsabfallzurFolgehat.Außerdemkönnen die Dioden des Brückengleichrichters durch den Magnetisierungsstrom desTrafosnatürlichkommutieren,wodurchAbschaltverlustevermiedenwerden.Zur Veranschaulichung der Stromverläufe eines Gegentaktflusswandlers soll diefolgendeSchaltunginBild2.21dienen.

Bild2.21:GegentaktwandlersinVollbrückenschaltungundB2U‐Schaltungmitzusätzlicher

Freilaufdiode

Diefolgenden10DiagrammeinBild2.22zeigendieStromverläufeinBild2.21andeneingezeichnetenStrompfeilen.EswirddabeivonidealisiertenBauteilenausgegangen.

01234

0 4 8 12 16

I in A

t in ms

IE

01234

0 4 8 12 16

I in A

t in ms

IA

2‐11

Bild2.22:beispielhafteStromverläufederSchaltungBild2.21 mitidealisiertenBauelementen

2.2Transformator–konventionellesNetzteil/SchaltnetzteilEinTransformatoristeinelektrischesBauelement,mitdemWechselspannungenund–strömeinihremBetragverändertwerdenkönnen.DazubesitzteinTrafoeineodermehrerePrimär‐undSekundärwicklungenundeinenTrafokern.DasBild2.23zeigteinensolchenGrundaufbau:

01234

0 4 8 12 16

I in A

t in ms

IT1,T4

01234

0 4 8 12 16

I in A

t in ms

IT2,T3

‐4‐3‐2‐101234

0 4 8 12 16I in

 A

t in ms

IPri

‐4‐3‐2‐101234

0 4 8 12 16I in

 At in ms

ISek

01234

0 4 8 12 16

I in A

t in ms

IBG

01234

0 4 8 12 16

I in A

t in ms

ID5

01234

0 4 8 12 16

I in A

t in ms

IL

‐4‐3‐2‐101234

0 4 8 12 16I in

 A

t in ms

IC

2‐12

Bild2.23:DarstellungdesprinzipiellenAufbauseinesTransformators[Wiki1]

Die allgemeine Funktion besteht darin, dass wenn die Primärspule an eineWechselspannungangeschlossenwird,sichanderSekundärspuleeineSpannungbildet,die im gleichen Verhältnis wie die Windungszahl ist. Der Strom verhält sich dabeiumgekehrtproportional:

Gl.2.1

2.2.1GrundlagenWirdeinelektrischerLeitervoneinemStromdurchflossen,bildetsicheinmagnetischesFeld um den Leiter herum aus. Wickelt man den Leiter zu einer Spule, z.B. eineRingspule,soverstärktsichderEffekt.DiemagnetischeFeldstärkeistalsoproportionalzur Windungszahl und der Stromstärke und indirekt proportional zur mittlerenFeldlinienlänge. Bild 2.24 zeigt den schematischen Aufbau einer Ringspule mitangedeutetemelektrischemStromflussdurchdieWindungen:

2‐13

Bild2.24:magnetischesFeldeinerRingspule[Hag09]

∙ Gl.2.2Diese Größe allein ist aber noch nicht sehr aussagekräftig. Es fehlen dieMaterialkonstanten der durchdrungenen Stoffe der magnetischen Feldlinien; diePermeabilität. Sie setzt sich zusammen aus der magnetischen Feldkonstante und derPermeabilitätszahldesStoffes.

μ μ ∙ μμ ∙ ∙ Gl2.3

DiefolgendeTabelle2.1zeigteinenAusschnittvonmagnetischenStoffen:

Tabelle2.1:StoffeundihremagnetischenEigenschaften[Lin08]

SomitergibtsichdiemagnetischeFlussdichteodermagnetischeInduktionmit:

2‐14

μ ∙ Gl.2.4Die Flussdichte wiederum bewirkt im durchdrungenen Material einen magnetischenFlussφ,dervomQuerschnittdesMaterialsabhängigist.

∙ Gl.2.5

BeziehtmanallesaufdenTransformator,soergibtsichfolgendeKausalkette:DiePrimärspulewirdvoneinemStromdurchflossenundesbildetsicheinmagnetischesFeld,welchesinRichtungdesTrafokernsverläuft.DasMaterialdesKernsbündeltundverstärktdiemagnetischenFeldlinien,sodassdieFlussdichtesteigt.Diesbewirkteinenmagnetischen Fluss vom Nord‐ zum Südpol der Primärwicklung. Dabei wird dieSekundärwicklung durchflossen und ein Stromwird induziert. In der Folge baut sicheineSpannungauf.Damit die Induktion aufrechterhalten bleibt und kontinuierlich Energie übertragenwerdenkann,isteinwechselndermagnetischerFlussnötigunddamiteinWechselstromanderPrimärwicklung. Primär‐undSekundärwicklung sinddurchdenTrafokernnurmagnetischgekoppeltundsomitgalvanischgetrennt,wasinderEnergieversorgungvonBedeutungist.

2.2.2TrafokerneundKernmaterialienTrafokerne sind in verschiedenen Ausführungen erhältlich. Die gebräuchlichsten sindRingkerne, E‐Kerne und M‐Kerne. Ringkerne haben den Vorteil, dass sie wenigerVerlustehabendurchStreufelder;dafür istesschwierigdieWicklungenaufzubringen.E‐KernesindgünstiginderHerstellungunddurchihrengeteiltenAufbaulassensichdieWicklungenguteinbringen.

Bild2.25:verschiedeneAusführungenvonTrafokernen[Böh10]

2‐15

Das Kernmaterial, welches zum Einsatz kommt, hängt von der erforderlichenFlussdichteundderArbeitsfrequenzdesTransformatorsab.BeiFrequenzenbisca.50kHz kommen so genannte Dynamobleche aus Silizium‐Eisen bzw. Nickel‐Eisen zumEinsatz. Dabei handelt es sich um dünne Bleche, die gegeneinander isoliert, zu einemKern zusammengesetzt werden. Durch die jeweils geringen Querschnittsflächen dereinzelnen Bleche werden Wirbelströme, die durch Induktion im Kernmaterialhervorgerufenwerden, verringert. Die Erwärmung des Kerns im Betrieb ist ebenfallsgeringer.

Tabelle2.2:KernmaterialienfürTrafos[Böh10]

Bei höheren Frequenzen von 1 – 100 MHz können auf Grund der Verluste durchUmmagnetisierung und Wirbelströme nur noch Ferrite Eingesetzt werden. DabeihandeltessichumelektrischschlechtleitendeEisenoxide,diesehrfeinzermahlen(1‐2µm)undanschließenddurchSinterverfahreninFormgebrachtwerden.

Bild2.26:TrafokernausDynamoblech(links)undFerrit(rechts)

GemeinsamkeitallerKernwerkstoffeist,dassessichummagnetischweicheMaterialienhandelt.Dasbedeutet,esisteingeringesäußeresmagnetischesFelderforderlich,umdiemagnetischeFlussdichtebzw.Ausrichtungzuändern.DieHystereseKurveineinemH‐

2‐16

B‐Diagramm besitzt nur eine kleine Fläche; was geringe Ummagnetisierungsverlustebedeutet.Bild2.27zeigteinesolcheHysteresekurve:

Bild2.27:HysteresekurveeinesTrafokerns[Lin08]

2.3Leistungs‐HalbleiterinSchaltnetzteilenIn Schaltnetzteilen besteht die Aufgabe von Leistungs‐Halbleitern darin, Strömegleichzurichtenundzuschalten.ZumGleichrichtenwerdenDiodenmitp‐n‐oderMetall‐Halbleiter‐Übergang (Schottky‐Dioden) eingesetzt. Silizium, Germanium undSiliziumcarbidsinddabeidieverwendetenHalbleitermaterialien. JenacheingesetztemMaterialbesitzendieDiodenunterschiedlicheEigenschaften.Sieunterscheidensichz.B.inFlussspannung,Sperrspannung,Sperrverzugszeit,Stromfestigkeitetc.Für einen hohen Wirkungsgrad sind eine geringe Flussspannung und kurzeSperrverzugszeitwichtig,umdieVerlusteimBauteilsogeringwiemöglichzuhalten.

Bild2.28:DefinitionderSperrverzugszeit[Sch07]

Dieimpn‐ÜberganggespeichertenLadungensindfürdieSchaltverlusteverantwortlich.Sie müssen durch einen Sperrstrom ausgebracht werden, bevor eine Diode sperren

2‐17

kann. Je höher die Sperrspannung in diesem Moment ist, desto höher sind dieSchaltverluste.Eine Standard Si‐Diode hat eine Durchlassspannung von 0,6V – 0,7V und eineSperrverzugszeitvonca.1000ns.SchnelleTypen(fast,ultrafast)könneninnerhalbvon20ns–100nssperren.Si‐Diodensindbis1000Aerhältlich.Germaniumdioden kommen bei geringen Strömen zum Einsatz, wo die geringeFlussspannungvon0,3V–0,4VvonBedeutungist.Schottky‐Dioden haben durch ihren Metall‐Halbleiter‐Übergang keine Ladungsträger,die beimSperren aus derRaumladungszone abtransportiertwerdenmüssen, sondernnur eine geringe Kapazität, die umgeladen werden muss. Dadurch entstehen sehrgeringeSperrverzugszeitenvon1ps–100ps.Außerdemeignen sie sichbesonders fürhoheStröme,da ihreFlussspannungnur0,2V–0,5Vbeträgt.Nachteilig istdiegeringeSperrspannungvonca.45V.InBild2.29siehtmandasunterschiedlicheSperrverhaltenvonSchottky‐undSilizium‐Dioden:

Bild2.29:AbschaltverhaltenverschiedenerDiodenbei150°C[Sch07]

Das Schalten der elektrischen Ströme übernehmen bipolar Transistoren,Feldeffekttransistoren (MOSFET) oder Insulated‐Gate‐Bipolar‐Transistoren (IGBT); jenachAnforderungen.BipolarTransistorenausSiliciumhabendenVorteil,dasssiefürhoheStrömeundhoheSperrspannungen verfügbar sind; dazu günstig in derHerstellung. EinNachteil ist dierelativ hohe Durchlassspannung von ca. 0,6V – 0,7V im Vergleich zu MOSFET’s, washöhere Verluste bedeutet. In Bild 2.30 sind die Schaltzeichen und eine beispielhafteAusgangskennliniedargestellt:

2‐18

Bild2.30:Schaltzeicheneinesnpn‐,pnp‐Transistor,exemplarischeAusgangskennlinie(npn‐T.)

[Böh10]

MOSFET’ssindfürSpannungenbisca.500VausgelegtundkönnenStrömebisca.500Aschalten. Sie erlauben höhere Schaltgeschwindigkeiten als bipolare Transistoren,wodurchTrafosundFilterkleinerdimensioniertwerdenkönnen.MOSFET’shabenaberaucheinenbestimmtenBahnwiderstand,derimleitendenZustandVerlusteverursacht.HierzudieSchaltzeichenundbeispielhafteAusgangskennlinien:

Bild2.31:MOSFET;TypenundexemplarischeAusgangskennlinien[Böh10]

2‐19

BeiderEntscheidungbipolarTransistoroderMOSFETmussabgewogenwerden,wodiegeringeren Verluste entstehen. Bei hohen Strömen sind die Durchlassverluste ambipolarenTransistormeistgeringer.Der IGBT vereint die Spannungsansteuerung des MOSFET mit dem Schalt‐ undSperrvermögen eines bipolaren Transistors. Es folgt das Schaltzeichen mitErsatzschaltbild(Bild2.32)undeineexemplarischeAusgangskennlinie.(Bild2.33)

Bild2.32:SchaltzeichenundErsatzschaltbildeinesIGBT

[Böh10]

Bild2.33:exemplarischeAusgangskennlinieeinesIGBT[Kha03]

Ein Nachteil des IGBT ist das Vorhandensein eines parasitären Thyristors, der beiStromüberlastdurchzündetundüberdasGatenichtabgeschaltetwerdenkann;dersogenannteLatch‐Up‐Effekt.AktuelleEntwicklungensindHalbleiteraufBasisvonSiliziumkarbid(SiC).SiChateinenbis zu 3fach größeren Bandabstand als Silizium, was deutlich höhere Betriebs‐temperaturen zulässt. (Si 175°C; SiC 500°C) Außerdem ist die Durchbruchsfeldstärkevon SiC fast 10mal so hoch wie bei Si, was große Sperrspannungen ermöglicht. DesWeiteren ist die Wärmeleitfähigkeit bis zu 3mal besser, was den Wärmeabtransporterleichtert. Die Nachteile sind höhere Kosten und empfindliche Prozesse bei derHerstellung.Die folgende Tabelle 2.3 vergleicht einige Eigenschaften der verschiedenenHalbleitermaterialien:

2‐20

Tabelle2.3:VergleichderEigenschaftenvonHalbleitermaterialien[SMK03]

Dass sich die Mühen in der Entwicklung lohnen, zeigen Veröffentlichungen desFraunhofer‐Instituts für Solare Energiesysteme (ISE), bei denen Solar‐WechselrichterWirkungsgradevonbiszu99,03%erreichen.[ISE08][ISE09]Solar‐Wechselrichter mit SiC‐Dioden und SiC‐MOSFET sind schon von verschiedenenHerstellernerhältlich.

2.4RegelverfahrenvonSchaltnetzteilenDie Ausgangsspannung von Schaltnetzteilen wird durch Verändern derEingangsspannung des Transformators beeinflusst. Dies wird meist durch einePulsweitenmodulation(PWM)oderPulsfrequenzmodulation(PFM)erreicht.Bei einer PWM wird ein rückgeführtes Signal, z.B. die Ausgangsspannung, mit einerSägezahnspannung verglichen. Solange das rückgeführte Signal größer ist als dieSägezahnspannung,bleibtderTransistoroderderZweigeinerH‐Brückeeingeschalten.Ist die Sägezahnspannung größer, so wird der Transistor ausgeschalten bzw. derBrückenzweig.DasBild2.34zeigtdenVergleichderrückgeführtenSpannungURmitderSägezahnspannungUSZunddiedarausresultierendePulsweite:

2‐21

Bild2.34:ErzeugungeinesPWM‐Signals[Tie10]

Das Resultat ist eine Eingangsspannung, die in ihrer Ein‐/Ausschaltdauer beeinflusstwird und sich dadurch ihr Effektivwert ändert. Bild 2.35 zeigt 3 verschiedeneEingangsspannungenmitunterschiedlichenPulsweiten:

Bild2.35:SpannungenundunterschiedlichenTastverhältnissen

Eine Beispielschaltung, wie eine PWM‐Regelung mittels PI‐Regler realisiert werdenkann,istimfolgendenBildanhandeinesAbwärtswandlersdargestellt:

Bild2.36:prinzipiellerAufbaueinesAbwärtswandlersmitPWM‐Regelung[Tie10]

0

1

2

3

0 4 8 12 16

U in

 V

t in ms

p = 25%

p = 50%

p = 75%

2‐22

DiePulsfrequenzmodulationarbeitetmiteinerkurzen,konstantenEinschaltdauerundvariabler Frequenz. Der Vorteil gegenüber einer PWM besteht in den geringerenSchaltverlusten der Transistoren bei geringen Leistungen. Mit steigenderLeistungsabgabesteigtauchdieFrequenz,mitderdieTransistorengeschaltenwerden.

Bild2.37:VergleichPWM‐undPFM‐Signal[Tie10]

Eine mögliche Realisierung zeigt die folgende Schaltung, ebenfalls am Beispiel einesAbwärtswandlers.

Bild2.38:prinzipiellerAufbaueinesAbwärtswandlersmitPFM‐Regelung[Tie10]

Zur eigentlichen Regelung der Schaltnetzteile werden häufig PI‐Regler eingesetzt. SiesindeineKombinationausProportionalverstärkerundIntegrator:

Bild2.39:BlockschaltbildeinesPI‐Reglers[Tie10]

Ein Proportionalverstärker ist ein linearer Verstärker, dessen AusgangssignalproportionalzumEingangssignalist.EswirdeinschnellesAnregelnerreicht.

2‐23

Bild2.40:nichtinvertierenderVerstärker(Proportionalverstärker)[EUR05]

Der Integrator hingegen bildet das Integral der Eingangsspannung über die Zeit. Dasbedeutet, solange ein Eingangssignal ungleich „0“ anliegt, steigt oder fällt dasAusgangssignal.DadurchwirdeingenauesAusregelneinerGrößemöglich.

Bild2.41:Integrator[EUR05]

DieKombinationausbeidenVerhaltenermöglichteinschnellesAnregelnundgenauesAusregeln.IstderP‐Anteilzuhoch,neigtderReglerzumSchwingen;isterzuniedrig,sowird die gewünschte Ausgangsgröße nicht erreicht. Ist der I‐Anteil zu hoch, bestehtebenfalls die Gefahr des Schwingens; ist er zu niedrig, dauert es zu lange bis diegewünschteAusgangsgrößeerreichtist.

3‐1

3Entwicklung,AufbauundTestdesDC‐DCWandlersIn diesem Kapitel wird auf die einzelnen Entwicklungsschritte des DC‐DC Wandlersnäher eingegangen und zeigt dabei eine mögliche Vorgehensweise. Des Weiterenwerden die zu erwartenden Verluste des Wandlers und damit der Wirkungsgradberechnet um zu vergleichen, ob die Anforderungen erfüllt werden. Zum Ende desKapitels wird die Schaltung im Versuch aufgebaut und es werden erste Messungendurchgeführt.

3.1AuswahlderWandler‐TopologieAls ersten Schritt muss man sich für eine Wandler‐Topologie entscheiden, die dieAnforderungen der Aufgabenstellung erfüllt. Dazu müssen in diesem Fall folgendeBedingungenvomWandlererfülltwerden:

Eingangsspannung:72–92VDC Ausgangsspannung:12VDC Ausgangsleistung:300W Wirkungsgrad:>0,8 Überstrom‐/Überspannungs‐/TemperaturschutzdesNetzteils

AufGrunddieserVorgaben,entschiedmansich füreinenGegentaktwandlernachBild2.21Seite2‐10.EristfürmittlereLeistungenvonca.300Wbisüber3kWgeeignetundermöglicht, durch die bessere Ausnutzung des magnetischen Kreises, einen hohenWirkungsgrad. Zusätzlich bietet er eine galvanische Trennung des Primär‐ undSekundärkreises,wasnicht gefordert ist aberdie Sicherheitder Schaltungerhöht.DienähereFunktionsweisewurdeinKapitel2.1.6Seite2‐8beschrieben.AlsAuswahlhilfedientedie folgendeTabelle, inderverschiedeneWandler‐TopologienihrerLeistungsfähigkeitnacheingeordnetsind.Tabelle3.01:Wandler‐AuswahlnachLeistung[Lin08]

3‐2

3.2DimensionierungderSchaltungundKomponentenBevor die Schaltung und die Bauteile bestimmt werden können, müssen für denGegentaktwandlernochgewisseParameterfestgelegtwerden.ZusätzlichzudenWertender Eingangsspannung, Ausgangsspannung und Ausgangsleistung wird eineArbeitsfrequenz benötigt, sowie das gewünschte Tastverhältnis bei minimalerEingangsspannung.DieArbeitsfrequenzwurde auf fPri=33kHz auf derPrimärseite festgelegt. Sie ist überdem hörbaren Bereich aber nicht so hoch, das sich parasitäre Induktivitäten beimSchalten der Leistungstransistoren bemerkbar machen. Das Tastverhältnis vT(UEmin)wurdebeiminimalerEingangsspannungUEmin=72Vauf0,8 festgelegt.SobleibtfürdieRegelung genug Raum, um auf Schwankungen der Eingangsspannung zu reagieren.Mitden festgelegtenWertenkannmannundasÜbersetzungsverhältnisdesHF‐Trafosbestimmen,unterBerücksichtigungderSpannungsabfälleamBrückengleichrichter:UEmin=72VUEmax=92VUA=12VPA=300WfPri=33kHzvT(UEmin)=0,8vT(UEmax)UF=0,7Vü

minimaleEingangsspannungmaximaleEingangsspannungAusgangsspannungAusgangsleistungBetriebsfrequenzPrimärwicklungPWMTastgradbeimin.EingangsspannungPWMTastgradbeimax.EingangsspannungDurchlassspannungGleichrichterdiodenÜbersetzungdesHF‐Trafos

ü 2 ∙∙12 2 ∙ 0,772 ∙ 0,8 0,233

Gl.3.01

Mit der Übersetzung ergibt sich das Tastverhältnis bei maximaler Eingangsspannungwiefolgt:

2 ∙∙ ü

12 2 ∙ 0,792 ∙ 0,233 0,625

Gl.3.02

AlsNächstesisteshilfreich,diezuerwartendenSpannungs‐undStromverläufezuzeichnen.AnhanddieserwerdenalleweiterenBerechnungen,wiedieBerechnungderEffektivströme,durchgeführt.EswirdvonidealisiertenBauteilenausgegangenunddieStromverläufewerdenlinearangenommen.DiesvereinfachtdieBerechnungerheblich.DienunfolgendenSpannungs‐undStromverläufebeziehensichwiederaufdieSchaltunginBild2.21Seite2‐10:

3‐3

Bild3.01:Spannungs‐undStromverläufealsBerechnungsgrundlage

‐100‐80‐60‐40‐200

20406080100

0 15 30 45 60U in

 V

t in µs

UPri

U Pri (v t = 0,8)

U Pri (v t = 0,625)

0510152025

0 15 30 45 60

U in

 V

t in µs

UBG

U BG (v t = 0,8)

U BG (v t = 0,625)

0

2

4

6

8

0 15 30 45 60

I in A

t in µs

IE

I E (v t = 0,8)

I E (v t = 0,625)

051015202530

0 15 30 45 60

I in A

t in µs

IL

I L (v t = 0,8)

I L (v t = 0,625)

3‐4

3.2.1MOSFETderH‐BrückeMitHilfedieserDiagrammewurdennundieTransistorenfürdieH‐Brückenschaltungbestimmt,indemdienötigeSpannungsfestigkeitenunddermaximaleDurchlassstromabgelesenwurden.DieH‐BrückedientdemSchaltenderEingangsströmeundwirdaus4MOSFETbestehen.DadurchkanneineeinfachePrimärwicklungamHF‐Trafoverwendetwerden,wasWicklungsraumundMaterialspart.AußerdemkönnendurchdenEinsatzvonMOSFETzusätzlicheFreilaufdiodenentfallen,dadieintegriertenBodyDiodendieseFunktionübernehmen.SiegewährleistenstetseinenStromfluss,getriebendurchdenHF‐Trafo.WichtigeParametersindSperrspannung,Durchlassstrom,Bahnwiderstand,Schaltzeit,Gate‐LadungundmaximaleVerlustleistung.EinekleineAuswahlanN‐KanalMOSFETzeigtTabelle3.2:Tabelle3.02.:VergleichvonKenngrößenverschiedenerMOSFET

Typ IRF3415 IRFB41N IRFP4321 IRF540N IRFI540NVBR(DSS) 150V 150V 150V 100V 100VID 43A 41A 78A 33A 20ARDS(on) 0,042Ω 0,045Ω 0,012Ω 0,044Ω 0,052Ωtd(on) 12ns 16ns 18ns 11ns 8,2nstr 55ns 63ns 60ns 35ns 39nstd(off) 71ns 25ns 25ns 39ns 44nstf 69ns 14ns 35ns 35ns 33nsQg 200nC 72nC 71nC 71nC 94nCPD 200W 200W 310W 130W 54WPreis 1,05€ 1,10€ 2,20€ 0,47€ 0,77€InderfolgendenÜbersichtsinddienötigenMindestwerteaufgeführtunddieKennwertebenannt:VBR(DSS)=92VID=6,25ARDS(on)td(on)trtd(off)tfQgPD

Durchbruch‐/SperrspannungDurchlassstromBahnwiderstandEinschaltverzögerungEinschaltzeitAusschaltverzögerungAusschaltzeitGate‐LadungVerlustleistung

DieEntscheidungfielaufdenIRF540N,daerdiegeringstenSchaltverluste,bedingtdurchdiekurzenSchaltzeitenunddieniedrigeGate‐Ladung,versprach;sowiegünstiginderBeschaffungist.

3‐5

3.2.2HF‐TransformatorAlsnächsteKomponentewirdderHF‐Trafodimensioniert.ErwirdnebenderPrimär‐undSekundärwicklungfürdieLeistungeineweitereSekundärwicklungtragenundzwarfürdiebenötigteSteuer‐undHilfsspannungderRegelung.SiewirddieVersorgungderIC’ssicherstellen.Dazuwerdendiefolgenden,schonbekanntenGrößen,benötigt:UEmin=72VUEmax=92VUA=12VPA=300WfPri=33kHzvT(UEmin)=0,8UF=0,7Vü=0,233

minimaleEingangsspannungmaximaleEingangsspannungAusgangsspannungAusgangsleistungBetriebsfrequenzPrimärwicklungPWMTastgradbeimin.EingangsspannungDurchlassspannungGleichrichterdiodenÜbersetzungdesHF‐Trafos

DasÜbertragungsverhältnisüvonPrimär‐undSekundärwicklungwurde inGleichung3.01 bei minimaler Eingangsspannung schon berechnet. Damit bleibt auch beientladenemFahrakkudieBordnetzspannungstabil.DieerforderlicheWindungsanzahlderPrimärwicklung istvomTrafokernabhängig.Eswurde zunächst ein ETD39 durchgerechnet, der genügend Wicklungsraum besitzensollte. (sieheKapitel2.2.2)DamitderKern (ausFerrit)nicht inSättigunggeht,wurdeeinemaximalemagnetischeFlussdichtevon0,2Tfestgelegt.AußerdemsinddieVerlustegeringer.DiefolgendeBerechnungergibtdienotwendigenWindungszahlenderPrimär‐undSekundärwicklungundwirdmitdiesenWertendurchgeführt:TPri=30,3µsAe=125mm²ΔB=0,4TNPri,NSek,NH

primärseitigePeriodendauerwirksamerEisenquerschnittdesKernsmagnetischeFlussdichtänderungWindungsanzahlderWicklung

∙ ∙2 ∙ ∙ ∆

72 ∙ 30,3 ∙ 0,82 ∙ 125 ∙ 0,4 17,45

Gl.3.04

∙ ü 17,45 ∙ 0,233 4,07 GL.3.05

AusdenberechnetenWindungsanzahlenwurdendieWindungenaufNPri=17undNSek=4festgelegt,waseinerÜbersetzungü=0,278entspricht.Das Übersetzungsverhältnis der zweiten Sekundärwicklungwurde nach dem gleichenSchemabestimmt:

3‐6

UH=17,5VUFH=0,525VIAH=2A

SpannungfürFestspannungsreglerDurchlassspannungGleichrichterdiodeNennstromderHilfsspannung

ZurSicherheitwurdeeineSpannungsreservevon0,5Vhinzugefügt,dadieHilfsspannungnichtausgeregeltwird.

ü 0,5∙17,5 0,525 0,5

72 ∙ 0,8 0,322

Gl.3.06

∙ ü 17 ∙ 0,322 5,47 Gl.3.07

DieWindungsanzahlderzweitenSekundärwicklungbeträgtalsoNH=6.Um die nun benötigten Drahtquerschnitte und den Wicklungsraum zu bestimmen,wurde die Stromdichte im Wicklungsdraht auf J = 3 A/mm² festgelegt, um einerübermäßigen Erwärmung vorzubeugen. Des Weiteren wird der Primär‐ undSekundärstrombenötigt.Dienun folgendenBerechnungendienendemEingangs‐ undAusgangsstromdesNetzteils,sowiederbenötigtenDrahtquerschnittederWicklungen:IAPA=300WUA=12VIEü=0,233APriASekASekHIAH=2AJ=3A/mm²

AusgangsstromdesNetzteilsAusgangsleistungdesNetzteilsAusgangsspannungdesNetzteilsEingangsstromdesNetzteilsÜbersetzungsverhältnisdesTrafosDrahtquerschnittderPrimärwicklungDrahtquerschnittderSekundärwicklungDrahtquerschnittderHilfswicklungAusgangsstromderHilfswicklungStromdichteimWicklungsdraht

30012 25

Gl.3.08

∙ ü 25 ∙ 0,233 5,825 Gl.3.09

5,8253 1,95

Gl.3.10

253 8,33

Gl.3.11

23 0,67

Gl.3.12

3‐7

Es ergeben sich teilweise hohe Leiterquerschnitte. Bei höheren Frequenzen undgrößerenDrahtquerschnitten tritt abereinEffektauf,derdieLeitfähigkeitdesLeitersnegativ beeinflusst; der Skin‐Effekt.[Hag09][Sch07] Durch die fließendenWechselströmemithoherFrequenzwerdenimLeiterWirbelströmeinduziert,diesichmit dem Wechselstrom überlagern. Dadurch wird dieser an der Rand des Leitersverdrängt und derWiderstand des Leiters erhöht sich. Das folgendeBild 3.02 zeigt 2Diagramme, die die Auswirkung des Skin‐Effekts auf den Widerstand einer Leitungverdeutlichen:

Bild3.02:AuswirkungendesSkin‐Effekts[Sch07]Um den Skin‐Effekt im Wicklungsdraht entgegenzuwirken, wird für die WicklungenLacklitzeeingesetzt.FürdienormaleArbeitsfrequenzvon33kHzistdiesnichtunbedingtnötig aber bei Berücksichtigung der Oberwellen durchaus sinnvoll. Da dieEingangsspannungsehrschnellgeschaltenwird,entstehenRechteckspannungen,deren3., 5. und 7. Oberwelle nicht zu vernachlässigende Amplituden aufweisen. Dadurcherreicht man schnell Frequenzen über 231kHz (7. Oberwelle), wo der Skin‐Effektlangsam einsetzt. Zur weiteren Berechnung wird eine Lacklitze mit den Maßen120x0,00785mm² (d=0,1mm) verwendet. Um die nötigen Querschnitte zu erreichen,werdenmehrereWicklungen parallel zu einer zusammengeschalten. In diesem Fall 2parallele Primärwicklungen, 9 parallele Sekundärwicklungen und eine einfacheSekundärwicklungfürdieHilfsspannung.ZurKontrolle,obdergewählteKernausreichendPlatzfürdieWicklungenbietet,wirddasbenötigteWicklungsfensterberechnet.DazuwerdendieeinzelnenWicklungsfensterbestimmtundaddiert:AWF,APW,ASW,AHWALitze=120x0,00785mm²NPri,NSek,NHnPri,nSek,nHWF=0,5‐1ANT=178mm²

Wicklungsfenstergesamt,Primär‐,Sekundär‐,HilfswicklungQuerschnittderLacklitzeWindungsanzahlderWicklungenAnzahlparallelerWicklungenWicklungsfaktorfürHandwicklungWicklungsfensterdesETD39

3‐8

Gl.3.13

∙ ∙ ∙17 ∙ 2 ∙ 120 ∙ 0,00785 ∙ 0,5 64,056

Gl.3.14

∙ ∙ ∙4 ∙ 9 ∙ 120 ∙ 0,00785 ∙ 0,5 67,824

Gl.3.15

∙ ∙ ∙6 ∙ 1 ∙ 120 ∙ 0,00785 ∙ 0,5 11,304

Gl.3.16

64,056 67,824 11,304143,184

→ Es wurden die nötigen Wicklungsfenster für die Primärwicklung (Gl. 3.14), dieSekundärwicklung (Gl.3.15)unddieHilfswicklung (Gl.3.16)berechnet.Diesewurdenaddiert um das gesamte nötigeWicklungsfenster zu erhalten (Gl. 3.13). Zum Schlusswurde das berechnete Fenster mit den Angaben aus dem Datenblatt des Kernsverglichen.DasErgebniswar,dassderETD39KerngenügendPlatzbietet.EinkleinererKern, z.B. ein ETD34, würde bei analoger Berechnung zu einem nicht ausreichendenWicklungsfensterführen.

3.2.3Gleichrichter‐undFreilaufdiodenAls nächstes folgt die Auswahl der Dioden für den Brückengleichrichter und dieFreilaufdiode auf der Sekundärseite des Trafos. DieDioden desBrückengleichrichtershabendieAufgabedenStrom,mit sowenigenVerlustenwiemöglich, gleichzurichten.DazusindeinemöglichstekurzeSchaltzeit,sowieeinegeringeDurchlassspannungnötig.Aufgrund der Brückenschaltung genügt eine Stromfestigkeit von der Hälfte desAusgangsstromes.DieniedrigeAusgangsspannungermöglichtdenEinsatzvonSchottkyDioden,diedurchihrekurzenSchaltzeitenvernachlässigbareSchaltverlusteerzeugen.Die Freilaufdiode D2 hat den Zweck, den Brückengleichrichter zu entlasten. Über siefließtderStromderGlättungsdrosselindenSperrphasenderMOSFET.DadurchkönnendieDiodendesBrückengleichrichtersnatürlichkommutierenundesentstehenwenigerVerluste.DieTabelle3.02zeigteineAuswahlanGleichrichterdioden:

3‐9

Tabelle3.03:AuswahlanGleichrichterdioden

Typ KBPC2501 BYV79/200 MBR1645 SSTH1502DUDC 70V 200V 45V 200VIF(AV) 25A 14A 16A 15AIF(RM) 300A 28A 32A 32Atrr 1000ns 30ns 2,2ns 28nsUF 1,1V 1,0V 0,63 1,0V

DieEntscheidung fiel aufdenTypMBR1645,daerdiekürzestenSchaltzeitenunddiegeringsteDurchlassspannungbietet.DieserTypwirdfürdenBrückengleichrichterunddieFreilaufdiodeD5eingesetzt.

3.2.4GlättungsdrosselDienächsteKomponente istdieGlättungsdrosseldesAusgangsfilters.HierwurdeeineStromwelligkeit von 10% des Ausgangsstromes festgelegt. Zu beachten ist dieverdoppelteFrequenzderSekundärspannungdesTrafosnachderB2U‐Gleichrichtung.EswirdeinETD44alsKernzuBerechnungverwendet, allerdingsmit einemLuftspaltvon 1,5mm, was eine Induktivitätskonstante AL = 194nH, laut Datenblatt, ergibt. Nunwird die nötige Induktivität bei maximaler Eingangsspannung berechnet, da hier dasTastverhältnis der Primär‐/Sekundärspannung am geringsten ist und dadurch dieDrossel die größte Zeitspanne mit Energie überbrücken muss. Es folgen nun dieBerechnungendernötigenInduktivitätderDrossel(Gl.3.17),dernötigenWindungszahl(Gl.3.18)unddieKontrollederFlussdichteimKern(Gl.3.20):LDTPri=30,3µsvT(UEmax)=0,625NDAL=194nH

î

InduktivitätderDrosselprimärseitigePeriodendauerPWMTastgradbeimaxEingangsspannungWindungsanzahlderDrosselwicklungInduktivitätskonstanteSpitzenwertdermagn.FlussdichteSpitzenwertdesAusgangsstromes

∙ 2 ∙ 10,1 ∙

12 ∙ 30,3μ2 ∙ 1 0,6250,1 ∙ 25

27,27μ

Gl.3.17

27,27μ194

11,86 12

Gl.3.18

î 0,12 25 1,25 Gl.3.19

3‐10

î 26,25

î 27,27μ 26,25173 12

0,345

Gl.3.20

DieBerechnungenzeigen,dassderKernnochnichtinSättigunggeht,wasabca.0,4TderFallist.(KernmaterialN87,25°C)ZurKontrolledesverwendetenKernswirdwiederdasnötigeWicklungsfensterberechnet.DerzuverwendendeLackdrahtwirddiesmaleinenDurchmesservon1mmbesitzen:ADWADnDWF=0,5‐1AND=210mm²d=1mm

DrahtquerschnittderDrosselwicklungWicklungsfensterderFilterdrosselAnzahlparallelerWicklungenWicklungsfaktorfürHandwicklungWicklungsfensterdesETD49DurchmesserLackdraht

25

3 8,33

Gl.3.21

4 ∙8,334 ∙ 1

10,6 → 9

Gl.3.22

∙ ∙ ∙ 12 ∙ 9 ∙ 4 ∙ 1 ∙ 0,5 169,646

Gl.3.23

→

Die Anzahl der parallelen Wicklungen wird auf 9 herabgesetzt. Es vereinfacht dieFertigung der Drosselspule, da sie 18 Anschlusspins besitzt. Die Stromdichte steigtdadurchaufJ=3,54A/mm²,waskeinProblemdarstellt.

3.2.5GlättungskondensatorJetztwirdderGlättungskondensatordesAusgangsfiltersberechnet.ZusammenmitderGlättungsdrosselbildetereinenLC‐TiefpassundglättetdadurchdieAusgangsspannung.Die Kapazität des Kondensators wird über die Welligkeit des Stroms der Drosselbestimmt. Da ein Kondensator Gleichstrom abblockt, ist nur derWechselanteil von ILwirksam. Der folgende Stromverlauf bezieht sich auf Bild 2.21 und stellt denWechselanteildesStromesILdar,derüberdenKondensatorfließt:

3‐11

Bild3.03:StromverlaufdesAusgangskondensatorsDie Berechnung der Kapazität erfolgt über die Gleichung der Welligkeit derAusgangsspannung:

Gl.3.24

∆ ∙ 0 2

Gl.3.25

i ∆It ∙ t∆I2 0 t

t2

Gl.3.26

U 1C i dt1C

∆It ∙ t dt

1C

∆It ∙ t

∆I2 dt

Gl.3.27

NachlösendesIntegralsergibtsich:∆ ∙8 ∙

Gl.3.28

∆ ∙8 ∙

Gl.3.29

SomitberechnetsichderAusgangskondensatormitfolgendenWerten:ΔIA=2,5ATSek=15,15µsUWSS=12mVCA

StromwelligkeitAusgangsstromPeriodendaueraufSekundärseiteSpannungswelligkeitAusgangsspannungKapazitätAusgangskondensator

∆ ∙8 ∙

2,5 ∙ 15,15 ∙ 108 ∙ 12 ∙ 10 394,53μ Gl.3.30

‐2

‐1

0

1

2

0 15 30 45 60I in

 A

t in µs

ICA

I CA (v t = 0,8)

I CA (v t = 0,625)

3‐12

AufgrunddesErgebnisseswerden2x220µFverwendet,dadieVerlustegeringersindalsbei einem großen Kondensator. Das resultiert daraus, dass der Ersatz‐Serien‐Widerstand bei mehreren, parallel geschalteten Kondensatoren geringer ist als beiVerwendungeinesgroßenKondensators.AußerdemverteiltsichderelektrischeStromaufmehrBauteile,waswiederumeinegeringereBelastungderBauteilebedeutet.

3.2.6EingangskondensatorAls letzte Komponente des Leistungsteils des Gegentaktwandlers wird derEingangskondensatorberechnet.ErglättetdieStromspitzenderEingangsspannung,diedurchdenBetriebdesSchaltnetzteilshervorgerufenwerden.ErwirktalsTiefpassundberechnetsichanalogzumAusgangskondensator.DerStromamEingangskondensatoristnurderWechselstromanteilvonIEundverläuftwiefolgt:

Bild3.04:StromverlaufdesEingangskondensatorsWiederdieBerechnungderKapazitätüberdieWelligkeitderEingangsspannung:

Gl.3.31

∆ ∙ ü ∙ 0 2

Gl.3.32

1 1 ∆ ∙ ü ∙

Gl.3.33

NachauflösendesIntegralsbleibt:∆ ∙ ü ∙

8 ∙ Gl.3.34

‐2

‐1

0

1

2

0 15 30 45 60I in

 A

t in µs

ICE

I CE (v t = 0,8)

I CE (v t = 0,625)

3‐13

∆ ∙ ü ∙ ∙8 ∙

Gl.3.35

DerEingangskondensatorberechnetsichdemnachmitfolgendenWerten:ΔIA=2,5ATSek=15,15µsvT(UEmin)=0,8UWSS=0,001*UEmin=72mVü=0,233CE

StromwelligkeitAusgangsstromPeriodendaueraufSekundärseitePWMTastgradbeimaxEingangsspannungSpannungswelligkeitAusgangsspannungÜbersetzungsverhältnisdesHF‐TrafosKapazitätEingangskondensator

∆ ∙ ü ∙ ∙8 ∙

2,5 ∙ 0,233 ∙ 15,15 ∙ 10 ∙ 0,88 ∙ 72 ∙ 10 12,257μ

Gl.3.36

DernächsteKondensatornachNormE6hateineKapazitätvon15µFbzw.22µF.

3.2.7HilfsspannungserzeugungNach dem Leistungsteil des Netzteils werden nun die BereicheHilfsspannungserzeugung und Regelung bearbeitet. Zur Versorgung der IC’s undAnsteuerung der MOSFET ist eine Spannung von 15V erforderlich. Diese steht nichtdirektzurVerfügungundmussdeshalbersterzeugtwerden.WährendderStartphasedes Schaltnetzteils arbeitet ein einfacher Längsreglermit Z‐Diode, der direkt aus derEingangsspannung von 72‐92V eine Spannung von~14,3V generiert. Dabei entstehenhohe Verluste im Transistor. Nachdem das Netzteil angelaufen ist, übernimmt einFestspannungsregler und stellt die 15V zur Verfügung. Der Festspannungsreglerwirdvon einer zusätzlichen Hilfswicklung im HF‐Trafo und einer Einweggleichrichtungversorgt. Das folgende Bild 3.05 zeigt einen Ausschnitt des Schaltplans mit derErzeugungderHilfsspannung. ImunterenTeilerkenntman linksdenLängsreglerundrechtsdanebendenFestspannungsregler:

3‐14

Bild3.05:AusschnittausSchaltplan– Hilfsspannungserzeugung(untererBildabschnitt)Der Vorwiderstand der Z‐Diode des Längsreglers wird über den Basisstrom desTransistors und des Stromes durch die Z‐Diode mit den folgenden wichtigenKenngrößenberechnet:UEmax=92VUEmin=72VUZ=15VB=750IZ,maxIZ,minIBIAH=2APZ,max=1W

max.Eingangsspannungmin.EingangsspannungZ‐SpannungVerstärkungdesTransistorsmax.Z‐Dioden‐Strommin.Z‐Dioden‐StromBasisstromdesTransistorsAusgangsstromdesLängsreglersmax.VerlustleistungderZ‐Diode

2750 2,67

Gl.3.37

,115 66,67

, 0,1 ∙ , 6,67

Gl.3.38

, ,92 15

66,67 2,67, 1110,47

Gl.3.39

, ,72 15

6,67 2,67 Gl.3.40

3‐15

, 6102,78 AnhanddieserBerechnungenwirdderVorwiderstandderZ‐Diodeauf5,6kΩfestgelegt,dadieseinWiderstandnachNormE12istundergeringeVerlusteerzeugt,daerinderNähevonR1,maxliegt.Die Auslegung des Festspannungsreglers erfolgt in Anlehnung an das Datenblatt. DerEingangskondensatorwurdesoberechnet,dassereinenZeitraumvoneinerHalbwelleund dem abgeschnittenen Teil einer Halbwelle, bedingt durch die PWM‐Taktung, mitEnergieversorgenkannunddabeinur1%derEingangsspannungabsinkt.DieRechnungerfolgtmitdenfolgendenWerten:C3IH=2ATPri=30,3µsvT(UEmax)=0,625ΔU=0,01∙UH

Glättungskondensatormax.HilfsstromPeriodendauerTastgradbeimax.Eingangsspannungmax.Spannungsfall(selbstfestgelegt)

AusgehendvonderGrundgleichungfüreineLadungwirddieGleichungfürdieKapazitätdesGlättung‐/Eingangskondensatorentwickelt:

∙ → ∙ → ∙ ∆ Gl.3.41

FürdiesenkonkretenFalllautetdieGleichungwiefolgt:

∙2 ∙ 1 1

∆Gl.3.42

2 ∙30,3μ 2 ∙ 1 1 0,625

0,01 ∙ 17,5238,07μ

Ein Kondensator nach Norm E12 entspricht 270µF. Der empfohleneAusgangskondensatorwurde dem Datenblatt entnommen und hat eine Kapazität von100nF.

3.2.8RegelschaltkreisundMOSFET‐TreiberNachdem die Hilfsspannung nun zur Verfügung steht, wird jetzt die Regelung desNetzteilserstelltunddimensioniert.DieseAufgabeübernimmteinPWM‐Regler‐

3‐16

Schaltkreis vom Typ TL494. Dieser wird mit einer festen Frequenz betrieben undsteuert dieMOSFET auf der Primärseite desNetzteils. Da die „oberen“MOSFET nichtdirekt angesteuert werden können, wegen der benötigten Gatespannung, werdenzusätzlichGate‐Treiber‐Schaltkreiseeingesetzt.BeidiesenSchaltkreisenhandeltessichum High‐ und Low‐Side Treiber vom Typ IR2110. Diese erzeugen die benötigtenGatespannungenüber eine interneBootstrap‐Schaltung. Sowerdenkurze Schaltzeitenerreicht, es entstehen weniger Verluste und die Ausgänge des Regler‐Schaltkreiseswerdennichtbelastet.DerPWM‐Regler‐SchaltkreisTL494isteinuniversellerSchaltkreiszurRealisierungvonSchaltnetzeilen verschiedener Topologien. Er besitzt 2 Transistorausgänge, 2Operationsverstärker (OPV) für Regelkreise, eine Referenzspannungsquelle und einenOszillator. Des Weiteren sind verschiedene Steuereingänge für die Betriebsmodivorhanden.DasfolgendeBild3.06gibteinenschematischenÜberblicküberdieinterneArbeitsweise:

Bild3.06:BlockdarstellungdesPWM‐SchaltkreisTL494Entsprechend den Angaben im Datenblatt, wird der TL494 so beschalten, dass er im„Push‐Pull“‐BetriebmiteinerminimalenTotzeitvon4%arbeitet.BeieinergewünschtenAusgangsfrequenzvon33kHzimGegentaktbetrieb,isteinedoppelteOszillatorfrequenzerforderlich. Laut Datenblatt ist dazu ein Kondensator CT=10nF und ein WiderstandRT=3kΩ nötig. Die Ausgänge der Transistoren werden direkt mit den Eingängen derMOSFET‐Treiberverbunden,sodassimmerdie2korrespondierendenMOSFETderH‐Brückenschaltung gleichzeitig geschalten werden. Die beiden Operationsverstärkerwerden zur Spannungs‐/Stromregelung und zur Abschaltung bei Übertemperaturgenutzt.DieswirdinKapitle3.2.9Seite3‐19ausführlichbehandelt.AlsMOSFET‐TreiberwirdderTypIR2110derFirma„InternationalRectifier“eingesetzt.Sie sindaufhoheSpannungenundkurzeSchaltzeitenausgelegt.Mit ihnenkönnendie

3‐17

„oberen/high side“ (T1/T2) und „unteren/low side“ (T3/T4) MOSFET der H‐Brückenschaltungangesteuertwerden.Die lowsideMOSFETstellenkeinProblembeider Ansteuerung dar, da der Source‐Anschluss fest auf Masse liegt und dieHilfsspannung von 15V ausreicht um sie voll durchzuschalten. Die high sideMOSFETallerdingshabenkeinfestesSource‐Potential,sonderneinschwimmendes.Eswechseltzwischen0VundderEingangsspannung(72V‐92V).DieMOSFET‐Treibererzeugeneinemitschwimmende Gate‐Source‐Spannung über eine einfache Bootstrap‐Schaltung. DasfolgendeBild3.07zeigtdenprinzipiellenAufbaueinessolchenMOSFET‐Treibers:

Bild3.07:prinzipiellerAufbaueineshigh‐/low‐sideTreibersfürMOSFET[Tie10]WirdderAusgangUaaufMassegeschaltendurchT2 , so lädt sichderKondensatorC1überdieDiodeDauf.DieseSpannungbleibt,nachabschaltenvonT2,alsGate‐SpannungfürT1erhalten,sodassdiesereingeschaltetwerdenkann.DieIR2110benötigennureinegeringeBeschaltungmitBauteilen.ZweiKondensatorenzum Glätten der Spannungen, ein Bootstrap‐Kondensator und eine Bootstrap‐Diode.Dabei ist zu beachten, dass die Bootstrap‐Diode eine Spannungsfestigkeit von„Eingangsspannung+Gate‐Spannung“besitzenmuss.IndiesemFall92V+15V=107V.DerBootstrap‐KondensatorwirdanhandderFormelnausdenAnwendungshinweisendesgleichenHerstellersberechnet;siehedazu[AN‐90]und[AN‐60].DieWertefürdieBerechnungen wurden hierfür aus den jeweiligen Datenblättern entnommen. DiefolgendenBerechnungendienenderBestimmungdeszulässigenSpannungsfallsunddernötigenStrömezumSchaltenderMOSFET,unterBerücksichtigungderLeckageströmederbeteiligtenBauteile(Treiber,MOSFET,Bootstrapdiode).MitdiesenWertenunddennunfolgendenlässtsichanschließendderBootstrapkondensatorberechnen:VBS,DropVCC=15VVf=1V

max.SpannungsfallamBootstrap‐KondensatorSpannungsversorgungTreiberICDurchlassspannungderBootstrap‐Diode

3‐18

VBSUV+=7,5VVX=0,26VQBSQg=71nCILKIQBS=230µATon=31µsQLS=3nCILK,GS=100nAILK,HS=50µAILK,D=50µACBS,min

min.Boostrap‐SpannungdesTreiberSource‐PotentialdesMOSFETLadungdesBootstrap‐KondensatorGateladungdesMOSFETLeckstromgesamtArbeitsstromdesTreiber‐ICEinschaltintervalldesMOSFET(Schaltfrequenz)benötigteLadungdesLevel‐ShifterimTreiberLeckstromdesMOSFETLeckstromdeshighsideTreiberLeckstromderBootstrap‐Diodemin.KapazitätdesBootstrap‐Kondensators

,, 15 1 7,5 0,26, 6,24

Gl.3.43

, , , 100 0,05 0,05100,1

Gl.3.44

∙71 100,1 230μ ∙ 31μ 381,13

Gl.3.45

, ,81,136,24

, 13

Gl.3.46

Es wurde der maximal zulässige Spannungsfall am Bootstrap‐Kondensator (BS‐Kondensator)berechnet,sodassderMOSFETnochschaltet(Gl.3.43).Dannwurdedergesamt fließende Leckstrom der Bootstrap‐Schaltung (Gl. 3.44) und anschließend dienötigeLadungdesBS‐Kondensatorsberechnet.AusdiesenErgebnissenkonntedanndieKapazität des BS‐Kondensators errechnet werden, die das absolute Minimum anbenötigterKapazitätdarstellt.InderPraxishatsichein10facherWertdesberechnetenbewährt,waseinemWertvon~150nFentspricht.EineinfachereraberungenauererWeg istdieBerechnungnurmitderGateladungdesMOSFETundeinemSpannungsfallvon0,5V.

∆710,5

142

Gl.3.47

DieseBerechnungausderPraxisführtzumeinemähnlichenErgebnis.

3‐19

Umdie internenMOSFETderTreiber‐ICnichtzuüberlasten,wirdzusätzlicheinGate‐Widerstand vor jedem zu schaltenden Leistungs‐MOSFET eingefügt. Er wird sobemessen, dass der maximale Treiber‐Strom von 2A fließen kann. Bei einerGatespannungvon15Vergibtdas7,5Ω.DerGate‐WiderstandbewirktzudemeinsanfteresSchaltendesMOSFET,wasderEMVzuGutekommt.AllerdingssteigendadurchdieSchaltverluste.

3.2.9U/I‐ReglerDamitderPWM‐SchaltkreisdieAusgangsspannungdesNetzteilskonstanthältunddenAusgangsstrombegrenzt sindweitereReglernötig,dadie internenOPVAufgrunddergalvanischenTrennungdesNetzteilsnichtdirektverwendetwerdenkönnen.IndiesemFall bieten sich PI‐Regler an, da sie, wie in Kapitel 2.4 genannt, ein schnelles undgenaues Ausregeln ermöglichen. Das folgende Bild 3.08 zeigt einen PI‐Regler, dermitHilfe eines OPV aufgebaut wurde. Das Ausgangssignal ist dabei invertiert zumEingangssignal:

Bild3.08:OperationsverstärkeralsPI‐Regler[Tie10]ZumAusregelnderAusgangsspannungwirddieOPV‐SchaltungausBild2.36verwendet.Es handelt sich um einen PI‐Regler, bei dem die zu messende Spannung über einenSpannungsteiler heruntergesetzt wird. Die Referenzspannung wird mit einer Z‐Diodeerzeugt und ist für den OPV über ein Potentiometer einstellbar. Damit lässt sich dieAusgangsspannung des Netzteils einstellen. Der Ausgang des OPV wirkt auf einenOptokoppler,derdasSignalandenPWM‐Reglerweitergibt.Somit isteinegalvanischeTrennung zwischen Primär‐ und Sekundärseite des Netzteils gegeben. Das Bild 3.08zeigtdieUmsetzungderSpannungsregelung:

3‐20

Bild3.09:UmsetzungderSpannungsregelungDie Ausgangsspannung des Netzteilswird über dieWiderstände R10 und R11 geteiltund dem invertierenden Eingang des OPV IC4a zugeführt. DerWiderstand R8, die Z‐Diode IC6a und das Potentiometer R9 bilden die Referenzspannung für den nichtinvertierenden Eingang des OPV. Der Ausgang von IC4awirdmit einemKondensatorC14undeinemPotiR28gegengekoppeltfürintegrierendesVerhalten.WeiterhinwirktderAusgangdesOPVaufdenOptokopplerIC5,derdasSignalgalvanischtrenntundandenPWM‐Regelschaltkreisweiterleitet.DieDiodeD7verhinderteineBeeinflussungvonIC4adurchdenStromregler.Die Messung und Regelung bzw. Begrenzung des Ausgangsstromes des Netzteils istdagegenaufwändiger.ZurMessungdesStromeswirdeinMess‐ShuntvordenAusgangdesNetzteilsgeschalten.AndiesemfällteineSpannungproportionalzumStromab;bei25A sollen 0,1V abfallen. Da der Mess‐Shunt auf hohem Potential liegt, wird eineSubtrahier‐Schaltung verwendet, um die Spannungsdifferenz zu erfassen. Diese wirddann Verstärkt und einem weiteren PI‐Regler zugeführt. Der Stromregler wurdefolgendermaßenrealisiert:

3‐21

Bild3.10:UmsetzungderStromregelungDie Spannung vor demMessshunt (+12V im Bild) und nach dem Shunt (Ua) werdenüber Spannungsteiler halbiert. Somit ergibt sich einemaximalDifferenzspannung von0,05V.ÜberIC4c,IC4dunddieWiderständeR18bisR22wirddieseDifferenzspannung,durchSubtraktionderSpannungen,erfasstundgleichzeitigverstärkt.ÜberR22 istdieVerstärkung zusätzlich noch einstellbar. Das Ausgangssignal dieses Subtrahier‐Verstärkers (s. auch [Tie10],Abb. 17.6) wird dem invertierenden Eingang von IC4bzugeführt. Die Widerstände R16, R15 und die Z‐Diode IC10a bilden wieder eineReferenzspannungsquelle für den nicht invertierenden Eingang des OPV IC4b. DerAusgang von IC4b ist ebenfalls rückgekoppelt über einenKondensatorC15und einenWiderstand R29 für integrierendes Verhalten. Auch dieses Ausgangssignal des OPVwirkt auf den Optokoppler IC5. Eine Beeinflussung durch den SpannungsreglerverhindertdieDiodeD8.DieBerechnungderresultierendenAusgangsspannungdesReglersausBild3.08lautetwiefolgt:UaR10=9,1kΩR11=3,kΩURef=0…6,9V

AusgangsspannungdesNetzteilsWiderstanddesSpannungsteilersWiderstanddesSpannungsteilersReferenzspannungfürRegler

1 ∙

Gl.3.48

Da die Referenzspannung zwischen 0V und 6,9V einstellbar ist, lässt sich dieAusgangsspannung theoretisch zwischen 0V und 24,3V einstellen. Durch die

3‐22

Dimensionierung des HF‐Trafos ist man aber auf ca. 20,5V bei maximalerEingangsspannungbegrenzt.DerresultierendeAusgangsstromdesNetzteils,mitHilfedesSubtrahier‐VerstärkersinBild3.09,ergibtsichzu:IaUREF=0…6,9VRSHUNT=4mΩR18=10kΩR22=294Ω

AusgangsstromdesNetzteilsReferenzspannungdesReglersWiderstanddesMessshuntsWiderstanddesSubtrahier‐VerstärkersWiderstanddesSubtrahier‐Verstärkers

∙ 1

Gl.3.49

DerSubtrahier‐Verstärkerwirdsoeingestellt,dasserbeieinerSpannungsdifferenzvon0,1V am Messshunt ein Ausgangssignal von 3,5V erzeugt. Über die einstellbareReferenzspannungkannein theoretischerAusgangsstromvon0Abis49,3Aeingestelltwerden.Um die Kondensatoren C14 und C15, sowie die Widerstände R28 und R29, für dasIntegrationsverhaltenderRegler,bestimmenzukönnen,musszuerstderAusgangsfilterbetrachtet werden. Dieser besteht aus der zuvor berechneten Drossel und demAusgangskondensator. Sie bilden zusammen einen LC‐Filter mit einer bestimmtenGrenzfrequenz. Damit die Regler nicht instabil werden und zu schwingen anfangen,sollte die Integrationsfrequenzmaximal ein Zehntel der Grenzfrequenz des LC‐Filtersbetragen.[SchWal]

12 ∙ ∙ 10

12 ∙ , ∙ ,

Gl.3.50

Die Grenzfrequenz des Ausgangsfilter beträgt demnach fG=1534,4Hz und dieIntegrationsfrequenz der Regler darf maximal fI=153,44Hz betragen. Bei einemKondensatorvonC14,15=100nFentsprichtdas fürR28,29=10372,5Ω.DadieWiderständeals Potentiometer ausgeführt sind, lässt sich eine Integrationsfrequenz vonfI=79,58Hz…~1,6MHz einstellen. Die genauen Einstellungen werden später empirischermittelt.

3.2.10TemperaturabschaltungDie geforderte Temperaturüberwachung bzw. –abschaltung wird mit Hilfe einesTemperaturfühlers umgesetzt, ein KTY81‐210. Es handelt sich dabei um einenWiderstandstemperaturfühleraufSiliziumbasismitpositivenTemperaturkoeffizienten.

3‐23

Dieserwird,mitdenanderenzukühlendenBauteilen,aufdenKühlkörpermontiert.Bei25°C hat der Temperaturfühler einen Widerstand von 2kΩ. Um den Widerstandauswerten zu können, wird eine Konstantstromquelle mit 1mA eingesetzt. DieAusgangsspannungderKonstantstromquelle lässteinenSchmitt‐TriggermitHystereseschalten. Das Ausgangssignal des Triggers wird mit einem OPV‐Eingang des PWM‐Reglersverbunden,sodassdieMOSFETderH‐BrückebeiÜbertemperaturabgeschaltenwerden.DasBild3.10zeigtdiekompletteAuswerteschaltung:

Bild3.11:TemperaturauswertungmitKonstantstromquelleundSchmitt‐TriggerDieZ‐Diode IC8a,dieDiodeD13undderWiderstandR13bildenmitdemWiderstandR30 und dem OPV IC7b die Konstantstromquelle. Der Temperaturfühler IC9 liegt imRückführzweig und wird von einem Strom durchflossen. Das Ausgangssignal derKonstantstromquellewirddemEingangdesSchmitt‐Triggerszugeführt(IC7a,R31,R32,R37).DieserschaltetseinenAusgangHighoderLowmiteinerHysterese.DieAuslegungdieserHysteresebestimmtdenAbstandzwischenEinschalt‐undAusschalttemperatur.MitdemPotentiometerR14könnendiebeidenPunkteverschobenwerden.Esdientderspäteren Einstellung der Temperatur. Der Ausgang des Triggers wird mit einemSpannungsteilerandiePegeldesPWM‐Reglersangepasst.EsfolgtdieBerechnungdererforderlichenHystereseΔU,wenndieSchaltpunktebei75und40°Cliegen.AlsweitereErgebnisseergebensichdieWiderständeR31undR32.R75=2883ΩR40=2245ΩIM=0,001AR31=1kΩUAmaxOPV=14,7VUAminOPV=0,3VU‐=0…6,9VRIC9

WiderstandvonIC9bei75°C(Datenblatt)WiderstandvonIC9bei40°C(Datenblatt)MessstromderKonstantstromquelle(selbstvorgegeben)max.AusgangsspannungdesOPVmin.AusgangsspannungdesOPV(Datenblatt)SpannungamnegiertenEingangvonIC7aWiderstanddesKTY81/210(IC9)

3‐24

∆ ∙ 0,001 ∙ 2883 2245∆ 0,638

Gl.3.51

∆ ∙1

0,638 ∙ 14,7 0,3 22570,53

Gl.3.52

Mit der berechneten Hysterese lassen sich die Widerstände R31 und R32 bestimmen.DazuwirdR31=1kΩvorgegebenundR32darausberechnet.MitdemPotentiometerR14lassen sich der obere und untere Schaltpunkt des Schmitt‐Triggers IC7a gleichzeitigverschieben.DieHysteresebleibtunverändertdadurch.

1 ∙ ∙0…7586,71

Gl.3.53

Mit dem Potentiometer R14 kann eine Spannung von 0 bis 7,6V eingestellt werden.DamitkannderSchaltpunkttheoretischzwischen0Ωund7587ΩamTemperaturfühlerIC9eingestelltwerden.DaderTemperaturfühlerabernureinenWertebereichvon980Ω(‐55°C)bis4280Ω(150°C)besitzt,wirdsoderkompletteTemperaturbereichabgedeckt.ZumSchlusswirddieSchaltungamEingangnochumeineneinfachenVerpolungsschutzMittels Diode und Feinsicherung erweitert, sowie einer Feinsicherung für dieHilfsspannung.AmAusgangdesNetzteilswirdeinekleineGrundlasteingefügtundfürdenFalleinesKurzschlusseswirdebenfallseineSicherungvorgesehen.

3.3BestimmenderVerlusteunddesWirkungsgradsEsfolgtnundieBerechnungderVerlustederKomponentendesLeistungsteilsdesSchaltnetzteils.DazuwerdendieEffektivwertederStrömeausBild3.01benötigt,umdamitdieVerlustedereinzelnenBauteilebestimmenzukönnen.BetrachtetwerdendieSchaltverluste,sowiedieDurchlassverlustebeimaximalerEingangsspannung.HierdieBerechnungdesEingangsstromesIEmitfolgendenKennwerten:IETSek=15,15µsiEΔIA=2,5Aü=0,233vT(UEmax)=0,625

EffektivwertdesEingangsstromessekundärseitigePeriodendauerEingangsstromdesNetzteilsWelligkeitdesAusgangsstromesÜbersetzungsverhältnisdesTrafosTastgradbeimax.Eingangsspannung

3‐25

1 ∙ Gl.3.54∆ ∙ ü

∙ ∙ ∙ ü∆ ∙ ü2 ; 0 ∙ Gl.3.55

0; ∙ Gl.3.56NacheinsetzenundlösendesIntegralsistderEingangsstrom,derdurchdieH‐BrückenMOSFETunddiePrimärwicklungfließt:

4,61 Der Strom ISek, der durch die Sekundärwicklung, den Brückengleichrichter und dieAusgangsdrossel fließt, entspricht in Bild 3.01 dem Strom IL im Bereich 0 ≤ t ≤(vT(UEmax)*TSek)undkannmitdemÜbersetzungsverhältnisdesTrafosunddemStromIEeinfachberechnetwerden:

ü 19,76 Gl.3.57

DerStromID5,derdurchdieFreilaufdiodeunddieAusgangsdrosselfließt,istderStromILausBild3.01imBereich(vT(UEmax)*TSek)≤t≤TSek:

1 ∙ Gl.3.58∆

1 ∙ ∙∆2 ; 0 1 ∙ Gl.3.59

15,32A ZurKontrollekannman ID5 und ISek quadratischaddierenundesmussder angesetzteAusgangsstromIA=IL=25Aherauskommen:

∙ 25

Gl.3.60

3.3.1VerlustederMOSFETMitdenebenberechnetenStrömen,werdennundieDurchlass‐undSchaltverlustedereinzelnen Komponenten bestimmt. Den Anfang machen die MOSFET der H‐Brückenschaltung. Die Durchlassverluste werden durch den Bahnwiderstandbeeinflusst, der laut Tabelle 3.2 für einen IRF540N im Mittel 44mΩ beträgt. DamitergebensichVerlustevon:

3‐26

PDMRDS(on)=44mΩIE=4,61APSM(off)PSM(on)UEmax=92VIEmax=6,116AIEmin=5,534Ats=35nsfPri=33kHz

DurchlassverlusteeinesIRF540NBahnwiderstandIRF540N(Datenblatt)effektiverEingangsstromAusschaltverlusteeinesIRF540NEinschaltverlusteeinesIRF540NmaximaleEingangsspannungmaximalerEingangsstromminimalerEingangsstromEin‐/AusschaltzeiteinesIRF540NBetriebsfrequenzderPrimärwicklung

∙ 44 ∙ 4,61 Gl.3.61

0,935

Je durchgeschaltetem MOSFET entstehen 0,935W an Durchlassverlusten; zwei sindimmer zeitgleich angesteuert. Es entstehen insgesamt Durchlassverluste vonPDM=1,87W.BeidenSchaltverlustenwirdeinlinearerStromanstiegangenommen;überdie Ein‐ bzw. Ausschaltdauer und der Schaltfrequenz werden die Schaltverlustebestimmt:

∙2 ∙ 2 ∙ ∙

∙ ∙ ü ∆ ∙ ü22 ∙ 2 ∙ ∙

Gl.3.62

∙2 ∙ 2 ∙ ∙

92 ∙ 6,1162 ∙ 2 ∙ 35 ∙ 33 Gl.3.63

0,162

Diese Formel findet Anwendung beim Abschalten von induktiven Lasten. DieEinschaltverlusteberechnensichwiedasSchalteneinerohmschenLast:

∙ ∙ ü ∆ ∙ ü22 ∙ 6 ∙ ∙ Gl.3.64

∙2 ∙ 2 ∙ ∙

92 ∙ 5,5342 ∙ 6 ∙ 35 ∙ 33 Gl.3.65

0,049

Da hier auch immer zwei MOSFET gleichzeitig geschalten werden ergeben sichinsgesamtSchaltverlustevonPSM=0,422W.

3.3.2VerlustedesTransformatorDieVerlustedesTransformatorsergebensichausdenKupferverlustenderWicklungensowie den Ummagnetisierungsverlusten/Hysterese‐Verlusten des Trafo‐Kerns. Die

3‐27

Kupferverluste berechnen sich aus der Anzahl der Windungen je Wicklung, dermittleren Windungslänge, dem Querschnitt des Wicklungsdrahts und dementsprechendemLeitwertvonKupfer:PCuPri,PCuSek,PCuHσCu=17,8x10‐9ΩmlNT=69mmNPri=17NSek=4NH=6APri,ASek,ASekHIE=4,61AISek=19,76AIAH=2APHystPv=170kW/m³Ve,ETD39=11500mm³

KupferverlustederPrimär‐,Sekundär‐,HilfswicklungspezifischerLeitwertvonKupfermittlereWindungslängeETD39‐KernWindungsanzahlderPrimärwicklungWindungsanzahlderSekundärwicklungWindungsanzahlderHilfswicklungLeitungsquerschnittderPrimär‐,Sekundär‐,Hilfsw.effektiverEingangsstromeffektiverSekundärstrommaximalerStromderHilfswicklungHystereseverlusteimTrafoVerlustejem³Kernmaterial(N87,200mT,33kHz)VolumendesKernmaterialbeimETD39‐Kern

∙ ∙ ∙ Gl.3.66

17,8 ∙ 10 ∙ 69 ∙ 10 ∙ 172 ∙ 120 ∙ 7,85 ∙ 10 ∙ 4,61 Gl.3.67

0,236

DieKupferverlustederSekundärwicklungundderHilfswicklungberechnensichanalogzuGl3.66:

∙ ∙ ∙ Gl.3.6817,8 ∙ 10 ∙ 69 ∙ 10 ∙ 4

9 ∙ 120 ∙ 7,85 ∙ 10 ∙ 19,76 Gl.3.690,226

∙ ∙ ∙ Gl.3.7017,8 ∙ 10 ∙ 69 ∙ 10 ∙ 6

1 ∙ 120 ∙ 7,85 ∙ 10 2 Gl.3.710,031

DieErgebnissezeigen,dassdieKupferverlustederWicklungennicht sehr insGewichtfallen. Dies ist auch der niedrig angesetzten Stromdichte in denWicklungsdrähten zuverdanken. Um die Hystereseverluste zu bestimmen, wird mit Hilfe des Programms„EPCOSFerriteMagneticDesignTool“[EFMDT]dieVerlustkurvenachBetriebsfrequenz

3‐28

dargestelltundanentsprechenderStelleabgelesen.DieserWertwirdmitdemVolumendesTrafo‐KernsmultipliziertundmanerhältdiegesuchtenKernverluste.DasBild3.12zeigteinenAusschnittderexportiertenKurve ineinExcel‐Diagramm,dasvollständigeDiagrammistinAnhangA3SeiteA‐9:

Bild3.12:VerlustkurvenachFrequenzaus[EFMDT]fürN87KernmaterialDerabgeleseneWertbeträgtca.PV=176kW/m³.

∙ , 170 ∙ 10 ∙ 11,5 ∙ 10 Gl.3.722,024

Insgesamt ergeben sich 0,493W an Kupferverlusten der Wicklungen und 2,024W anHystereseverlustedesTrafokerns.

3.3.3VerlustederGleichrichterdiodenDieVerlustederGleichrichterbrückeundderFreilaufdiodeD5berechnensichüberdieDurchlassspannung und dem Strom, der durch sie hindurch fließt. Da es sich umSchottky‐Dioden handelt, kann man auf Grund der sehr kurzen Schaltzeiten dieSchaltverluste vernachlässigen. Die folgenden Kennwerte dienen der Berechnung derDurchlassverluste:

150

160

170

180

190

200

210

220

230

30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40

Verlu

stleistung

 in kW/m

³

Frequenz in kHz

Hysterese‐Verlustleistung

3‐29

PBGPFDUF=0,7VISek=19,76AID5=15,32A

DurchlassverlusteamBrückengleichrichterDurchlassverlustederFreilaufdiodeD5DurchlassspannungderDiodeMBR1645effektiverSekundärstromStromdurchD5

∙ 0,7 ∙ 19,76 Gl.3.73

13,832

Die Verluste PDG beziehen sich auf eineDiode des Brückengleichrichters. Da immer 2Dioden leitend sind, verdoppelt sich der berechnete Wert für den gesamtenBrückengleichrichter.DieBerechnungfürdieFreilaufdiodeD5istwiederähnlich:

∙ 0,7 ∙ 15,32 Gl.3.7410,724

Manerkenntjetztschon,dassdiegrößtenVerlustebeiderGleichrichtungentstehen.

3.3.4VerlustederGlättungsdrosselDie Durchlass und Schaltverluste der Glättungsdrossel L berechnen sich wie die desTransformators.PCuDσCu=17,8x10‐9ΩmlND=77,7mmND=12ADIA=25APHystDPv=862kW/m³Ve,ETD44=17800mm³

KupferverlusteDrosselwicklungspezifischerLeitwertvonKupfermittlereWindungslängeETD44‐KernWindungsanzahlderWicklungLeitungsquerschnittderWicklungeffektiverAusgangsstromHystereseverlustederDrosselVerlustejem³Kernmaterial(N87,385mT,66kHz)VolumendesKernmaterialbeimETD44‐Kern

∙ ∙ ∙

Gl.3.75

17,8 ∙ 10 ∙ 77,7 ∙ 10 ∙ 129 ∙ 0,785 ∙ 10 ∙ 25

Gl.3.76

1,468

∙ 862 ∙ 10 ∙ 17,8 ∙ 10 Gl.3.77

15,085

3‐30

Die Kupferverluste sindwieder sehr niedrig aber die Hystereseverluste sind deutlichhöher als beim Transformator. Ein Grund ist der Betrieb der Drossel nah an derSättigungsgrenzedesKernmaterials.ImnormalenBetriebsolltendieVerlustegeringersein,dadasNetzteilnichtpermanentvollausgelastetwerdenwird.

3.3.5VerlustederEin‐/AusgangskondensatorenDie Verluste der Eingangs‐ und Ausgangskondensatoren berechnen sich über dieelektrischen Ströme, die durch sie fließen. In Bild 3.03 ist der Stromverlauf desAusgangskondensatorsCAundinBild3.04derdesEingangskondensatorsCEdargestellt.EswerdendieEffektivwertebenötigt,derenBerechnungnunfolgt:ICEICATSek=15,15µsiCEiCAΔIA=2,5Aü=0,233vT(UEmax)=0,625PVCE,PVCA

EffektivstromdesEingangskondensatorsEffektivstromdesAusgangskondensatorssekundärseitigePeriodendauerStromverlaufdesEingangskondensatorsStromverlaufdesAusgangskondensatorsWelligkeitdesAusgangsstromsÜbersetzungsverhältnisdesTrafosTastverhältnisbeimax.EingangsspannungVerlusteEin‐/Ausgangskondensatoren

1 ∙ Gl.3.78

∆ ∙ ü∙ ∙

∆ ∙ ü2 0 ∙

Gl.3.79

NacheinsetzenderWerteundlösendesIntegralsergibtsicheinWertvon:0,133

DerEffektivwertfürICAberechnetsichaufdiegleicheWeise:

1 ∙ Gl.3.80

∆∙ ∙

∆2 0 ∙ Gl.3.81

∆1 ∙ ∙

∆2 0 1 ∙

Gl.3.82

3‐31

Das Integral wird zerlegt in zwei Teile, für jeden Abschnitt einen. Nach lösen derGleichungerhältmandenWert:

0,6997 UmjetztdieVerlustezubestimmen,werdendiegeradeberechnetenEffektivströmemitden ESR („Equivalent Series Resistance“ – Ersatz Reihenwiderstand) der jeweiligenKondensatorenverrechnet:

∙ 0,133 ∙ 0,680,012

Gl.3.83

∙ 0,6997 ∙ 0,060,029

Gl.3.84

DiezuerwartendenVerlusteandenKondensatorensindsehrgering.

3.3.6WirkungsgradNunkannmanallezuerwartendenVerlustezusammennehmenunddenWirkungsgradbestimmen:Tabelle3.04:AufstellungderzuerwartendenVerluste

Bauteil Durchlassverluste Schaltverluste SummeMOSFETH‐Brücke 1,87W 0,422W 2,292WHF‐Trafo 0,493W 2,024W 2,517WBrückengleichrichter 27,664W / 27,664WAusgangsdrossel 1,468W 15,085W 16,553WFreilaufdiodeD5 10,72W / 10,72WEingangskondensator 0,012W / 0,012WAusgangskondensator 0,029W / 0,029W Gesamt: 59,787W

300300 59,787 0,834

Gl.3.85

Esistzuerkennen,dassreinrechnerischdergeforderteWirkungsgraderreichtwird.

3‐32

3.4AbführungderWärmeverlusteIn diesem Abschnitt werden in kurzer Form die benötigten Kühlkörper für allerelevanten Bauteile berechnet. Dazu werden die laut Datenblatt angegebenenWärmewiderständederHerstellerverwendet.EswirdeinWärmewiderstandsnetzwerkaufgestelltundberechnet.DasGrunddesignsolleinKühlerproBaugruppesein.DieBauteilewerdenmitelektrischisolierendenWärmeleitfolien/‐padsaufdenKühlkörpermontiert.Eswerden2Kühlerverwendetwerden;einer fürdieH‐BrückeaufderPrimärseitedesNetzteilsundeinerfür den Brückengleichrichter und die Freilaufdiode der Sekundärseite. DieentsprechendenWiderstandsnetzwerkesehenwiefolgtaus:

Bild3.13:WärmewiderstandsnetzwerkderH‐Brücke

ϑJ=Siliziumtemperaturin°Cϑ1=Temperatur‐Knotenin°CRJC=WärmewiderstandSilizium–Gehäuse(„Junction‐Case“)RCS=WärmewiderstandGehäuse–Kühlfahne(„Case‐Sink“)RWLF=WärmewiderstandWärmeleitfolieRX=gesuchterWärmewiderstanddesKühlkörpersϑamb=Umgebungstemperaturin°C

Die Berechnung erfolgt ähnlich wie mit elektrischen Widerständen. Die elektrischenWiderständewerden durch dieWärmewiderstände ersetzt und der elektrische Stromdurch die Leistung, die abgeführt werdenmuss. An den Knotenpunkten ergeben sichdadurch keine Spannung sondern Temperaturen. Die Berechnung der KnotenpunktezeigtdasfolgendeBeispielfürϑ1:

, ∙ , Gl.3.86Für dieH‐Brücke aus 4MOSFET genügt einKühlkörpermit einemWärmewiderstandvonRX=21,10K/W,damitdasSiliziumimInnerendesMOSFETmaximal100°Cerreichtbei50°CAußentemperatur.

3‐33

DasWärmenetzwerkderGleichrichterdiodenzeigtdasBild3.14:

Bild3.14:WärmewiderstandsnetzwerkdesBrückengleichrichters+Freilaufdiode

RJC=WärmewiderstandSilizium–Gehäuse(„Junction‐Case“)RCS=WärmewiderstandGehäuse–Kühlfahne(„Case‐Sink“)RWLF=WärmewiderstandWärmeleitfolieRX=gesuchterWärmewiderstanddesKühlkörpers

Der Kühler des Brückengleichrichters muss einen maximalen Temperaturwiderstandvon RX= 0,41 K/W besitzen. Da dieser Wert nur mit sehr aufwendiger und teurerKühlung erreicht werden kann, muss eine andere Lösung gefunden werden. EineÜberlegungistes,statteinerFreilaufdiodeD5,zweiparalleleinzusetzen.Damitverteilensich die Verluste und die Wärme lässt sich besser abführen. DasWärmewiderstandsnetzwerkwürdewiefolgtaussehen:

Bild3.15:WärmewiderstandsnetzwerkdesBrückengleichrichters+Freilaufdioden

3‐34

RJC=WärmewiderstandSilizium– Gehäuse(„Junction‐Case“)RCS=WärmewiderstandGehäuse–Kühlfahne(„Case‐Sink“)RWLF=WärmewiderstandWärmeleitfolieRX=gesuchterWärmewiderstanddesKühlkörpers

In diesem Fall ist ein Kühlkörper mit maximal RX=0,73 K/W nötig, was auch schonschwierigzuerreichenist.EswirdeinentsprechenderKühlkörpermitLüftereingesetztwerdenmüssen.

3.5SimulationderSchaltunginMultisim12.0Um die generelle Funktionsfähigkeit der Schaltung und somit des Netzteils vor demAufbau zu überprüfen, wurden Teile der Schaltung in Multisim 12.0 simuliert. Dazuwurde diese, soweit möglich, nachgebildet. Die Funktionen wurden mit virtuellenMessgeräten überprüft. Es wurde der Leitungsteil, die Regler und dieTemperaturabschaltung nachempfunden. Die genauen Schalt‐ und Simulationsplänekönnen den Anhängen A2 ab Seite A‐6 entnommen werden. Alle Teile des Netzteilsarbeiteten in der Simulation wunschgemäß. Die verschiedenen Ansteuerungen undZuständewurdenmitvirtuellenSignalgeneratorennachgebildet.

3.6VersuchsaufbaudesSchaltnetzteilsDa nun die Schaltung feststand und alle Bauteile dimensioniert und bestimmtwaren,konnte die Schaltung in einem ersten Versuch aufgebaut werden, sowie ersteMessungendurchgeführtwerden.DerHF‐TrafoTr1unddieGlättungsdrosselL1musstenselbstgefertigtwerden,dakeinepassendenKomponentenverfügbarwaren.AlleanderenKomponentenwurdenbeideneinschlägigenElektroniklieferantenbezogen. UmdenHF‐TrafozufertigenwurdeeinleererSpulenkörpervomTypETD39derFirmaEpcos verwendet. Ebenso die dazugehörigen Ferrit‐Kerne ohne Luftspalt aus demMaterial N87 und die Halteklammern. AlsWicklungsdrahtwurde Lacklitze der FirmaBlockmitdenMaßen120x0,1mmverwendet.(sieheKapitel3.2Seite3‐7)DasfolgendeBild3.16zeigtdieverwendetenKomponenten:

3‐35

Bild3.16:KomponentendesHF‐TrafoTr1Als erster Schrittwurde die Primärwicklung aufgebracht. Diesewurdemit einer LageIsolierband umwickelt, bevor die Sekundärwicklungen aufgebracht wurden. DasIsolierbanddientalsIsolierschichtzwischenderPrimär‐unddenSekundärwicklungen,umdieGefahrvonDurchschlägenzuverringernundfixiertgleichzeitigdieWindungenauf dem Spulenkörper. Das folgende Bild 3.17 zeigt den Spulenkörper mitaufgewickelterPrimärwicklung:

Bild3.17:SpulenkörperdesHF‐Trafos Tr1mitPrimärwicklungAlsnächsteswurdendieSekundärwicklungenaufgewickeltundmit Isolierbandfixiert.ZumSchlusswurdendieEndenderLitzen andieAnschlusspins gelötet.DasErgebniszeigtBild3.18:

3‐36

Bild3.18:fertiger HF‐TrafoTr1Die Drossel L1 wurde auf ähnlicheWeise hergestellt. Ausgangspunkt war wieder einleerer Spulenkörper mit entsprechendem Zubehör. Diesmal wurde ein ETD44 alsSpulenkörperverwendetundFerrit‐KernemitLuftspalt,ebensoausdemMaterialN87.AlsWicklungsdrahtwurdeLackdrahtmit1mmDurchmesserverwendet.(sieheKapitel3.2Seite3‐9)DasfolgendeBild3.19zeigtdieKomponenten:

Bild3.19:KomponentenderDrosselL1Die Wicklung der Drossel wurde aufgebracht und wieder mit Isolierband fixiert; dieEnden derWicklung wurden anschließend an die Anschlusspins gelötet. Das nächsteBild3.20zeigtdenSpulenkörpermitaufgebrachterundangelöteterWicklung:

3‐37

Bild3.20:SpulenkörperderDrosselL1mitangelöteterWicklungUndhierdiefertigeDrosselinBild3.21:

Bild3.21:DrosselL1mitangelöteterWicklungZur Kontrolle des HF‐Trafos und der Drossel wurden die Wicklungen beiderKomponenten mit einem Isolationsprüfgerät auf ihre Spannungsfestigkeit untersucht.Verwendet wurde ein „METRISO 5000A“ der Firma GossenMetrawatt. Es wurde derIsolationswiderstand der Wicklungen untereinander gemessen. Beide Komponentenwaren bis 1kV ohne Einschränkungen spannungsfest. Bei höheren Spannungen nahmder Isolationswiderstand langsamab.FürdiegeplanteAnwendungbis92VbestandenalsokeineProbleme,wasdieSpannungsfestigkeitbetraf.AlsnächstenSchrittwurdendieTransistorenT1bisT5undderSpannungsreglerIC2aufeinenKühlkörpermontiert; ebensodie Schottky‐DiodendesBrückengleichrichtersD9bisD12unddieFreilaufdiodenD2undD14aufeinenzweitenKühlkörper.ZwischendenGehäusenunddemKühlerkörpernwurde jeweils eineGlimmerscheibe eingesetzt undanjedenÜbergangwurdeWärmeleitpasteaufgetragen.DieGlimmerscheibeisoliertdieverschiedenenBauteilevomKühlkörper,sodasskeineungewolltenVerbindungenoder

3‐38

Kurzschlüsse entstehen. Das folgende Bild zeigt die montierten Schottky‐Dioden undeinenTeilderVerdrahtungmittelsPunktrasterplatine:

Bild3.22:montierteSchottky‐DiodenDie Schaltung selbst wurde mit Hilfe von Experimentierboards aufgebaut und dieVerdrahtungwurdemitSteckleitungenrealisiert.EinenTeildesAufbauskannmanaufdemfolgendenBilderkennen:

Bild3.23:ExperimentierboardDenkomplettenVersuchsaufbausiehtmanimAnhangA4SeiteA‐10.Als Spannungsversorgung wurden 3 Labornetzteile verwendet mit jeweils 30VAusgangsspannung und 3AAusgangsstrom.Diesewurden in Reihe geschalten umdieerforderliche Gleichspannung von mindestens 72V zu erzeugen. Als Last wurde einHochlastwiderstandmit8Ω/100Wverwendet,derdasSchaltnetzteilmit1,5Abelastet.DerVersuchsaufbauwurdeandieLastundandieSpannungsversorgungangeschlossenunddieEingangsspannungwurdelangsamerhöht.Abca.20VbeganndieSchaltungzuarbeiten, eine Ausgangsspannung war messbar. Mit erhöhen der Eingangsspannungwurde auch die Ausgangsspannung größer. Ab ca. 60V Eingangsspannung blieb die

3‐39

AusgangsspannungkonstantundamPotentiometerR9konnteeineAusgangsspannungvon12Veingestelltwerden,diebeiweitererErhöhungderEingangsspannung,bisauf90V, konstant blieb. Die generelle Funktion des Schaltnetzteils und derSpannungsregelungwarsomitgegeben.EswurdennunersteMessungenmitHilfeeinesOszilloskopsderMarke„MetrixScopiXOX7104‐C“durchgeführt.EswurdedieSpannunganderPrimärwicklungdesHF‐Trafosgemessen,sowiedieAusgangsspannungdesNetzteils.DasBild3.24zeigtdenzeitlichenVerlaufderAusgangsspannung:

Bild3.24:zeitlicherVerlaufderAusgangsspannung

Man sieht deutlich, dass die Ausgangsspannung Spannungsspitzen aufweist. DieSpannunganderPrimärwicklungzeigtBild3.25:

Bild3.25:zeitlicherVerlaufderSpannungderPrimärwicklung

3‐40

Hiererkenntman,dasses sichnichtumeine saubereRechteckspannunghandelt,wieerwartet. Auch diese Spannung weist Spannungsspitzen auf. Ebenfalls erkennt mangedämpfte Schwingungen nach dem Abschalten der Transistoren. Legt man dieAusgangsspannung (diesmal nur den Wechselanteil) und die PrimärspannungübereinandererkenntmandieZusammenhänge,wasdasfolgendeBildzeigt:

Bild3.26:zeitlicherVerlaufderAusgangsspannungundderPrimärspannung(AC)

InBild3.26wirddeutlich, dassdie SpannungsspitzenderAusgangsspannungmit denSpitzenderPrimärspannungzeitlichübereinstimmen. Bei jedem Schaltvorgang der Transistoren der H‐Brücke auf der Primärseite desNetzteilsbzw.TrafosentstehteineSpannungsspitze,diesichauchaufdieSekundärseiteüberträgt und vom Ausgangsfilter nicht vollständig gefiltert wird. DieseSpannungsspitzenentstehendurchdasharteSchaltenderTransistorenunddendamitverbundenenhohenStromanstiegsgeschwindigkeiten.Sieht man sich den Spannungsverlauf der Primärspannung des Trafos genauer an,erkennt man deutlich eine gedämpfte Schwingung nach dem Abschalten derTransistoren.HierzudasBild3.27:

3‐41

Bild3.27:zeitlicherVerlaufderPrimärspannung(vergrößert)

Diese Schwingungen werden meist durch parasitäre Induktivitäten hervorgerufen.[FCRCS] In diesem Fall kann es durch den Versuchsaufbau selbst sein, da die rechtlangen Verbindungsleitungen zusätzliche Induktivitäten einbringen. Eine andereUrsache kann im Aufbau des HF‐Trafos liegen und zwar durch Streuinduktivitätenbedingt durch den Aufbau. Es wurde zwar darauf geachtet, dass die Windungengleichmäßig, straff und ohne Abstände aufgewickelt wurden aber Streuinduktivitätenlassensichdabeinichtvölligvermeiden.Diese Schwingungen und die Spannungsspitzen wurden bei größerer Belastung desNetzteilssostark,dasseszumDurchbruchderMOSFETkamunddieseersetztwerdenmussten.EsmüssenalsoMöglichkeitengefundenwerden,diesenStörungenentgegenzuwirken.Um die Transistoren zu schützen gibt es mehrere Möglichkeiten. Die hohenSpannungsspitzen können mit Varistoren an den Drain‐Source‐Anschlüssen begrenztwerden.Zusätzliche,sehrschnellschaltendeFreilaufdiodenkönnenebenfallshelfen,dasie schneller schalten als die in den MOSFET integrierten Dioden.DieSchwingungnachdemAbschaltenderTransistoren lassensichmitRC‐Gliedernanden Drain‐Source‐Anschlüssen dämpfen. Sie filtern die entsprechenden Frequenzenheraus,sogenannte„Boucherot‐Glieder“.EssollteimGrundejedeSchutzschaltungzumBegrenzen der StromanstiegsgeschwindigkeitenWirkung zeigen,wie sie z.B. auch beiThyristoreneingesetztwerden.DadieZeitfürdieDurchführungderBachelorarbeitbegrenztist,kannaufdieAuslegungder RC‐Glieder nicht mehr eingegangen werden. Eine Vorgehensweise ist in einemArtikeldesHalbleiterherstellersFairchildSemiconductor[FCRCS]veröffentlich.

4‐1

4ZusammenfassungundAusblicke

4.1ZusammenfassungderArbeitZiel dieser Bachelorarbeit war die Entwicklung, der Aufbau und Test eines DC‐DCWandlers zur Bordnetzversorgung von Elektrofahrzeugen. Hierzu wurde anfangs einÜberblick über den aktuellen Stand der Technik gegeben. Inhalt waren verschiedeneWandler‐TopologienundihreWirkungsweise.EswurdendiewichtigstenBauelementewie derTransformator und verschiedeneLeistungshalbleiter behandelt.DesWeiterenwurdeaufRegelverfahrenvonSchaltnetzteileneingegangen. AlsnächsteswurdedieEntwicklungdesWandlersbeschrieben, indemeineWandler‐TopologieausgewähltwurdeunddienötigenKomponentenberechnetundausgewähltwurden.EswurdenReglerausgelegtundanschließendderWirkungsgradderSchaltungbestimmt,umihnmitdenVorgabenabzugleichen.AnschließendwurdenBerechnungenüberdieWärmeabführunggemachtundTeilederSchaltungamPCsimuliert,bevorSieineinemerstenVersuchaufgebautwerdenkonnte. Messungen an diesem Versuchsaufbau ergaben, dass die Schaltung funktioniert abernochProblemeauftreten,diebeseitigtwerdenmüssen.DievolleLeistungsfähigkeitdesNetzteilskonntedadurchmitdiesemAufbaunichtgetestetwerden.Abschließendkannmansagen,dassdasZieldieserBachelorarbeiterfülltwurde,wennauchnichtalleVorgabendesNetzteilsverifiziertwerdenkonnten.

4.2AusblickeBis zum fertigen Netzteil sind noch weitere Schritte nötig. Die angesprochenenStörungeninKapitel3.6Seite3‐39müssenbeseitigtwerden,umeinenstabilenBetriebzu gewährleisten. Ein zweiter Versuchsaufbau mit einer geätzten Platine wäre dernächste Schritt, da hier die Störungen schon stark abgeschwächt sein können. Eineweitere Analyse der neuen Spannungsverläufe an den Transistoren hilft dann, diebenötigten Schutzschaltungen (RC‐Glieder) auszulegen. Wenn die Störungen beseitigtsind,kanndieLeistungsfähigkeitdesNetzteilsgetestetwerden.AbschließendmusseinGehäuseausgewähltwerdenunddasPlatinen‐Layouteventuellangepasstwerden.

A‐1

AnhangA1:SchaltplandesNetzteils1/5 

 

   

A‐2

AnhangA1:SchaltplandesNetzteils2/5 

 

   

A‐3

AnhangA1:SchaltplandesNetzteils3/5 

 

   

A‐4

AnhangA1:SchaltplandesNetzteils4/5 

 

   

A‐5

AnhangA1:SchaltplandesNetzteils5/5 

 

   

A‐6

AnhangA2:Simulationsplan1/3:Leistungsteil 

 

   

A‐7

AnhangA2:Sim