Rechnergestützter Entwurf von Hoch-und ... · PDF fileanschließend: Lösung mit FT in den Frequenzbereich ... SMD-Kapazitäten ... m4 time= P_anfang=1.920 150.2nsec

Technische Universität Berlin Microwave Engineering

1

Rechnergestützter Entwurf von

Hoch- und Höchstfrequenzschaltungen

( HF-Bauelementesimulation mit ADS)


2

Allgemeines

Stoff aus der Vorlesung (Prof. Böck) anhand von

Schaltungssimulationen

Software: ADS

Agilent‘s „Advanced Design System“

Industriestandard im Bereich Hochfrequenz-

Schaltungssimulation

Zeiteinteilung

Di 14.00 -18.00 Uhr

9 Termine je 4 Zeitsunden In 12 Semesterwochen 4 SWS


3

Termine

19. 04. Einführung: Grundlagen von ADS

26. 04. Einführung: Schwingkreise und Filter (AC-Analyse)

03. 05. Einführung: Leitungen (Transient-/ S-Parameter-Analyse)

10. 05. Diode: Kennlinien und Anwendungen

17. 05. Transistor: Kennlinien und Parameter

24. 05. Transistorgrundschaltungen

31. 05. Si-MOSFET

07. 06. Load/Source-Pull MOSFET

14. 06. GaAs MESFET - Nichtlineare Effekte

21. 06. Bei Bedarf Fragen bzgl. Rücksprache klären (1-2h)

28. 06. Rücksprache


4

Einführung, Grundlagen (1)

ADS – Simulationsumgebung für aktive, passive HF-Schaltungen

Vielzahl von Unterprogrammen

Verschiedenste Tools

Feldsimulator

Schaltungssimulation (!!)

Digitale Signalverarbeitung

Tools zur Synthese von Filtern, Anpassnetzwerken, Kopplern …

…

P-Spice ähnliche Oberfläche


5


Je nach Problemstellung – unterschiedliche Simulatoren

Gleiches Lösungsprinzip für Schaltungssimulation

Netzliste erstellt mit entsprechenden Knoten, Maschen

Gleichungssystem

Für Lösung des Gleichungssystems verschiedene Ansätze

Grundlegend: Zeitinvariante Lösung (ADS: DC-Simulation)


6


Für zeitabhängige Signale generell zwei Ansätze

Lösung im Frequenzbereich• ADS: AC- / S-Parameter – Simulation• Zu Beginn DC-Analyse• Nichtlineare Elemente im AP linearisiert• Linearisiertes Netzwerk• Lösung für eine Frequenz (-bereich)

+ Sehr schnell- keine Kompression,

keine Einschwingverhaltenkeine harmonische Verzerrungen…

- Nur kleine Aussteuerungen im AP

Lösung im Zeitbereich• ADS: Transient – Simulation• DGLn für Strom/Spannung gelöst• Nichtlineare Effekte abgedeckt

+ Einschwingvorgänge, Verzerrungen,Kompression …

- Zeitaufwändig (besonders für Signale mit unterschiedlichen Frequenzenanteilen)


7

Einführung, Grundlagen (4) HF-Verstärker, Mischer etc.

Großsignalverhalten erforderlich

Problem: Zeitbereichsimulation für hohe Frequenzen aufgrund kleiner Schrittweite

sehr langwierig

Außerdem: Viele Netzwerke im Frequenzbereich modelliert (z.B.

Mikrostreifenleitungen)

Lösung: Weiterer Lösungsansatz für Netzliste

Mischform Frequenz/Zeitbereichssimulation

ADS: „Harmonic Balance“-Simulation

Ausgangspunkt: Signal kann im eingeschwungenen Zustand mit Fourier-Reihe

endlicher Ordnung beschrieben werden

Lineare Netzwerke werden im Frequenzbereich gelöst

Nur nichtlineare Netzwerke in den Zeitbereich überführt, gelöst

anschließend: Lösung mit FT in den Frequenzbereich

+ Schneller als Transient-Analyse+ Nichtlineare Effekte (Kompression, Harmonische Verzerrung …)- keine Einschwingvorgänge


8


Wichtig:

Für jeweilige Anwendung ist richtiger Simulator zu benutzen

Jeder Simulator greift mitunter auf eigene Komponenten zurück

(Quellen!!!)


9

I_Probe

Id

DC

DC1

DC

V_DC

SRC1

Vdc=Vd VVAR

VAR1

Vd=1.0

EqnVar

Diode_Model

DIODEM1

AllParams=

Eg=

Xti=

Trise=

Tnom=

AllowScaling=no

Fcsw=

Vjsw=

Msw=

Cjsw=

Ikp=

Ns=

Gleaksw =

Rsw=

Jsw=

Ffe=

Af=

Kf=

Nbvl=

Ibvl=

Nbv=

Ibv=

Bv=

Ikf=

Nr=

Isr=

Imelt=

Imax=

Fc=

M=

Vj=

Cjo=

Cd=

Tt=

N=

Gleak=

Rs=

Is=

Diode

DIODE1

Mode=nonlinear

Trise=

Temp=

Region=

Scale=

Periph=

Area=

Model=DIODEM1

0.2 0.4 0.6 0.80.0 1.0

2

4

6

0

8

Vd

Id.i,

A

Simulationen (1)


10

1 2 3 40 5

100

200

300

0

400

Vgs=-1.000Vgs=-0.813Vgs=-0.625

Vgs=-0.438

Vgs=-0.250

Vgs=-0.063

Vgs=0.125

Vgs=0.313

Vgs=0.500

Vds

Id.i, uA

I_ProbeId

DCDC1

DC

ParamSweepSweep1

Step=

Stop=0.5

Start=-1SimInstanceName[6]=

SimInstanceName[5]=

SimInstanceName[4]=

SimInstanceName[3]=SimInstanceName[2]=

SimInstanceName[1]="DC1"

SweepVar="Vgs"

PARAMETER SWEEP

VAR

VAR1

Vgs=1.0Vds=1.0

EqnVar

V_DC

SRC1Vdc=Vgs V

V_DC

SRC2

Vdc=Vds V

Statz_Model

MESFETM1

AllParams=

wPmax=

wIdsmax=

wBvds=wBvgd=

wBvgs=

wVgfwd=

P=C=

R=

Fnc=

Taumdl=noRin=

Vtotc=

Vbr=Eg=

N=

Xti=

Imelt=Imax=

Ir=

Is=

Vjr=Gdrev=2

Gdfwd=2

Gsrev=2

Gsfwd=2Rc=

Crf=

Cds=Ls=

Lg=

Ld=

Rs=Rg=

Rd=

Fc=

Vmax=Tqm=

Rgd=

Cgd=

Gdcap=Cgs=

Gscap=

Delta2=Delta1=

Betatce=

Tau=

Vbi=Idstc=

Trise=

Tnom=

B=Alpha=

Lambda=

Beta=

Vto=PFET=no

NFET=yes

GaAsFETFET1

Trise=Temp=

Area=

Model=MESFETM1

Simulationen (2)


11

2. Einführung: Schwingkreise und Filter

(AC-Analyse)


12

Termine







31. 05. Si-MOSFET


14. 06. GaAs MESFET – Nichtlineare Effekte




13

2.1 Serienresonanzkreis

Serienresonanzkreis

LC

10 =ω

0

45. .

2o

ZZ B Wω

±=

Bandbreite

0Z Rω =

C

C13

C=

R

R1

R=

L

L4

R=

L=


14

Tuning in ADS

Tuning-Tool

Werte (z.B. R, L, C) tunen bis ein Ziel (z.B. V, I, ω0) erreicht wird


15

2.2 Realer Kondensator

SMD-Kapazitäten

Kleine Abmessungen – weniger Parasiten

Bauformen nach der Größe benannt

a

b

z.B. 0603-SMD-Kapazitäta x b: 0.06 x 0.03 inch

(1.6 x 0.8 mm)


16



17



18

2.3 Filter (Optimierung in ADS)

Optimierung in ADS

Werte in einem definierten Beriech optimieren bis ein Ziel erreicht wird

Optim

Optim1

SaveCurrentEF=no

UseAllGoals=yes

UseAllOptVars=yes

SaveAllIterations=no

SaveNominal=no

UpdateDataset=yes

SaveOptimVars=no

SaveGoals=yes

SaveSolns=yes

Seed=

SetBestValues=yes

NormalizeGoals=no

FinalAnalysis="None"

StatusLevel=4

DesiredError=0.0

MaxIters=25

OptimType=Random

OPTIM

Goal

OptimGoal1

RangeMax[1]=

RangeMin[1]=

RangeVar[1]=

Weight=

Max=

Min=

SimInstanceName=

Expr=

GOAL

V_R2

V_DC

SRC9

Vdc=1.0 VR

R3

R=R2 Ohm o

R

R2

R=50 Ohm

Beispiel: Optimiere R2 bis V_R2=0.35 V ist


19

3. Einführung: Leitungen

Transient- und S-Parameter Analyse


20

Termine







31. 05. Si-MOSFET






21

3.1 Untersuchung der Eigenschaften einer verlustlosen Leitung

V_anfang V_load

U_source

TLINP

TL1

Sigma=0TanM=0

Mur=1

TanD=0F=1 GHz

A=0

K=2.25L=10000 mm

Z=50.0 Ohm

R

R2

R=75 Ohm

R

R1R=50 Ohm

I_ProbeI_load

I_ProbeI_anfang

VtPulse

SRC1

Period=400 nsec

Width=200 nsecFall=0 nsec

Rise=0 nsecEdge=linear

Delay=0 nsec

Vhigh=20 VVlow=0 V

t

r

kabel

cv

ε=

C

C

ZR

ZRr

Last

Last

+

−=

10 m, 2.25rl ε= =

8

8

m3 10

ms 2 10 s2.25

kabelv

⋅≈ = ⋅ 2.0+=r delay

8

10 m50 ns

m2 10

s

t = =

⋅


22


delay0.2, 50 nsr t= + =

50 100 150 200 2500 300

0

5

10

15

-5

20

time, nsec

U_

so

urc

e,

VV

_a

nfa

ng

, V m1

m2

m3

V_

loa

d,

V

m1time=V_anfang=10.00 V

50.22nsecm2time=V_anfang=12.00 V

150.2nsecm3time=V_anfang=2.000 V

250.3nsec

Strom und Spannung an Ein-/Ausgang ???

Zusammengesetzt aus hinlaufender, rücklaufender Welle

Funktion des Ortes und der Zeit

V_anfang V_load

U_source

TLINP

TL1

Sigma=0TanM=0

Mur=1

TanD=0F=1 GHz

A=0

K=2.25L=10000 mm

Z=50.0 Ohm

R

R2

R=75 Ohm

R

R1R=50 Ohm

I_ProbeI_load

I_ProbeI_anfang

VtPulse

SRC1

Period=400 nsec



Delay=0 nsec

Vhigh=20 VVlow=0 V

t


23


50 100 150 200 2500 300

0

50

100

150

-50

200

time, nsec

I_anfa

ng.i,

mA

I_lo

ad.i,

mA

m4time=P_anfang=1.920

150.2nsec

50 100 150 200 2500 300

0.0

0.5

1.0

1.5

-0.5

2.0

time, nsec

P_anfa

ng

m4

P_lo

ad

m4time=P_anfang=1.920

150.2nsec

Eqn P_anfang=V_anfang*I_anfang.i

Eqn P_load=V_load*I_load.i

V_anfang V_load

U_source

TLINP

TL1

Sigma=0TanM=0

Mur=1

TanD=0F=1 GHz

A=0

K=2.25L=10000 mm

Z=50.0 Ohm

R

R2

R=75 Ohm

R

R1R=50 Ohm

I_ProbeI_load

I_ProbeI_anfang

VtPulse

SRC1

Period=400 nsec



Delay=0 nsec

Vhigh=20 VVlow=0 V

t


24

3.3 Mikrostreifenleitungen

Mikrostreifenleitungen im Frequenzbereich modelliert

S-Parameter-Analyse ~ Frequenzbereichsanalyse

Für komplette Beschreibung einer Leitung

ZC γ=α+jβ

Spannungen, Ströme entlang der Leitung sind ortsabhängig

ßlZ

lZj

ljZlZZ

tan)(

1

tan)(

C

CIN

+

+=

β

MLIN

TL1 R

R1

R=Z(l)

ZC, l


25


Spezialfall: Z(l)=0

Spezialfall: Z(l)=

Spezialfall: βl=90° (l=λ/4)

ßlZ

lZj

ljZlZZ

tan)(

1

tan)(

C

CIN

+

+=

βlZ

lZZ β

βtanj

01

tanj0C

CIN =

+

+=

∞

ßlZ

lZj

ljZlZZ

tan)(

1

tan)(

C

CIN

+

+=

βßlZ

ßlZ

lZ

lZZ cotj

tan)(

j

)(C

C

IN −==

ßlZ

lZj

ljZlZZ

tan)(

1

tan)(

C

CIN

+

+=

β

)(tan

)(j

tanj2

C

C

CIN

lZ

Z

ßlZ

lZ

lZZ ==

β


26


Spezialfall: Z(l)=0 lZlZ

Z ββ

tanj01

tanj0C

CIN =

+

+=

0 λ/4 λ/2 λ/2 l

jZIN

0


27


Biasnetzwerke zur Einstellung des AP

MLINTL1

PortDC_Drain

PortDC_Gate

MLINTL2

PortRF_Out

PortRF_In1

C

C2

CC1

GaAsFETFET1


28


S-Parameter

Frequenzbereichanalyse

Nichtlineare Bauelemente im AP linearisiert – KS-Analyse

Beschreibung des Netzwerkes basierend auf Vierpoltheorie

Zusammenhang zwischen Ausgang/Eingang mit Matrix beschrieben

z.B. Z-Matrix

U1 U2

I1 I2

=

2

1

2221

1211

2

1

I

I

ZZ

ZZ

U

U


29


Hochfrequenztechnik

Strom, Spannung ortsabhängig – Wellencharakter

Strom, Spannung – Hohlleiter, Antennen???

Netzwerkbeschreibung mit Wellen

a einfallende Wellen

2-Port b reflektierte Wellen

~ Wurzel der Leistung

Richtung des Leistungsflusses

Def. S-Parameter

Interpretation

a1 a2

=

2

1

2221

1211

2

1

a

a

SS

SS

b

b

b1 b2

)02(1

111

=

=aa

bS

)02(1

221

=

=aa

bS


30


S-Parameter in ADS

50 Ohm Ports „Term“

50 Ohm – Referenzimpedanz (Systemimpedanz)

Warum 50 Ohm in der HF

Aus der Entwicklung von kW-Transmittern 1930

Koax-Kabel mit Luftfüllung: min. Losses bei ZC=77 Ohm

max. Power bei ZC=30 Ohm

50 Ohm als arithmetisches Mittel

Term

Term1

Z=50 Ohm

Num=1

Term

Term2

Z=50 Ohm

Num=2


31


Term

Term1

Z=50 Ohm

Num=1

Term

Term2

Z=50 Ohm

Num=2

V_DC

SRC1

Vdc=Vsupply VMLIN

TL1

L=Länge mm

W=Breite mm

Subst="MSub1"

S_Param

SP1

Step=0.05 GHz

Stop=9 GHz

Start=3 GHz

S-PARAMETERS

MSUB

MSub1

TanD=0.0027

T=17.5 um

Cond=7.55e7

Mur=1

Er=3.55

H=0.51 mm

MSub

DC_Block

DC_Block1

DC

DC+RFRF

Erstellen Sie folgende Reports im DataDisplay:- Transmission: S21 in dB- Reflexion: S11, S22 in dB - Reflexion: S11, S22 im Smith-Chart


32


Smith-Chart

Wichtiges HF-Tool

2 Koordinatensysteme

Polar – Refelxionsfaktor in Betrag und Phase

Reflexionsfaktor - Komplexe Impedanzen berechnen

S(1

,1) m3

S(2

,2) m2

m2freq=S(2,2)=1.000 / 180.000impedance = Z0 * (0.000 + j0.000)

1.000GHz

m3freq=S(1,1)=1.000 / 0.000impedance = Z0 * (2.000E10 + j0.000)

1.000GHzC

C

ZR

ZRr

Last

Last

+

−=


33

4. Diode: Kennlinien und Anwendungen


34

Termine







31. 05. Si-MOSFET






35

4.1 Diode – Kennlinien

Temperaturverhalten?!

pn-Diode, Schottky Diode

DC

DC1

DCVAR

VAR1

Vd=1.0

EqnVar

Diode_Model

DIODEM1

AllParams=

Eg=

Xti=

Trise=

Tnom=

AllowScaling=no

Fcsw=

Vjsw=

Msw=

Cjsw=

Ikp=

Ns=

Gleaksw =

Rsw=

Jsw=

Ffe=

Af=

Kf=

Nbvl=

Ibvl=

Nbv=

Ibv=

Bv=

Ikf=

Nr=

Isr=

Imelt=

Imax=

Fc=

M=

Vj=

Cjo=

Cd=

Tt=

N=

Gleak=

Rs=

Is=

Diode

DIODE1

Mode=nonlinear

Trise=

Temp=

Region=

Scale=

Periph=

Area=

Model=DIODEM1

V_DC

SRC4

Vdc=Vd V

I_Probe

Id


36

4.2 Diode – Anwendungen

In der HF wichtige Anwendung: Mischer

Mischer Frequenzumsetzer

Math. Grundlage ist Multiplikation von Winkelfunktionen

Diodenmischer – LO+RF nichtlineare Diodenkennlinie

Erzeugung entsprechender Frequenzanteile

2

)cos()cos()cos()cos(

LORFLORFLORF

tttt

ωωωωωω

++−=

RFω

LOω

IFω

AufwärtsAbwärts

LO ω RF ω RF LO ωω +LO RF ωω −


37


Einfachster Diodenmischer – Eintaktdiodenmischer

+Vorteil: Sehr einfach

-Nachteil: Isolation

Self-Mixing

Abstrahlung über Antenne


38


Bessere Isolation – Diodenringmischer

+Vorteil: Bei Symmetrie

perfekt isolierte Ports

-Nachteil:

Aufwändiger


39

5. Transistor: Kennlinien und Parameter


40

Termine







31. 05. Si-MOSFET






41

5.1 Kennlinien

BJT

2 4 6 80 10

0

10

20

-10

30

Collector-Emitter Voltage [V]

Co

lle

cto

r C

urr

en

t [m

A]

0.00005 0.00010 0.00015 0.00020 0.000250.00000 0.00030

0.005

0.010

0.015

0.020

0.000

0.025

Base Current [A]

Colle

cto

r C

urr

ent

[A]

0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.80.0 0.9

0.00000

0.00005

0.00010

0.00015

0.00020

0.00025

-0.00005

0.00030

Base-Emitter Voltage [V]

Ba

se

Cu

rre

nt [A

]

Stromverstärkung Ausgang

Eingang


42

5.1 TransitfrequenzB

C

i

i=β

B

C

i

i=β

1==B

C

i

iβBei f = fT:

1E7 1E8 1E91E6 1E10

1E1

1E2

1

2E2

freq, Hz

ma

g(B

eta

)


43

5.2 Temp. Stabilisierung

Vb

Vc

Vout

Vin

ParamSweep

Sweep1

Step=1

Stop=100

Start=0

SimInstanceName[6]=

SimInstanceName[5]=

SimInstanceName[4]=

SimInstanceName[3]=

SimInstanceName[2]=


SweepVar="temp"

PARAMETER SWEEP

R

R4

R=RC OhmI_Probe

IB

pb_mot_BFR93_19961218

Q1

AC

AC1

Step=10 MHz

Stop=5 GHz

Start=1 MHz

AC

V_DC

SRC2

Vdc=20 V

R

R2

R=R2 Ohm

R

R1

R=R1 Ohm

DC

DC1

DC

V_AC

SRC1

Freq=f req

Vac=polar(0.01,0) V

R

R3

R=RC Ohm

I_Probe

IoutDC_BlockDC_Block2

I_Probe

IC

DC_BlockDC_Block1

Spannungsteiler zur Temperatur-Stabilisierung

Weitere Stabilisierung möglichdurch Stromgegenkopplung(Widerstand RE am Emitter)+ Stabiliserung- Kleiner Spannugsverstärkung


44

5.2 Widerstandswerte

Vb

Vc

Vout

Vin

ParamSweep

Sweep1

Step=1

Stop=100

Start=0

SimInstanceName[6]=

SimInstanceName[5]=

SimInstanceName[4]=

SimInstanceName[3]=

SimInstanceName[2]=


SweepVar="temp"

PARAMETER SWEEP

R

R4

R=RC OhmI_Probe

IB

pb_mot_BFR93_19961218

Q1

AC

AC1

Step=10 MHz

Stop=5 GHz

Start=1 MHz

AC

V_DC

SRC2

Vdc=20 V

R

R2

R=R2 Ohm

R

R1

R=R1 Ohm

DC

DC1

DC

V_AC

SRC1

Freq=f req

Vac=polar(0.01,0) V

R

R3

R=RC Ohm

I_Probe

IoutDC_BlockDC_Block2

I_Probe

IC

DC_BlockDC_Block1

10IB

11IB

IB

IC

Arbeitspunkt:

Vcc = 20 V

VCE,A = 2.5 V

VBE,A = 816 mV

IC,A = 20 mA

IB,A = 270 uA

R1

R2

RC

VCC


45

5.2 Widerstandswerte

Ω=−

= 87520

)5.220(

mA

VVRC

Ω=×

−= k

A

VVR 46.6

27011

)816.020(1

µ

Ω=×

= 30227010

816.02

A

VR

µ


46

6. Transistor: Grundschaltungen


47

Termine







31. 05. Si-MOSFET






48

6.1 AP-Einstellung

- Externe Beschaltung: DC-Spannung, -Ströme einstellen (AP)

- Wechselsignalaussteuerung um AP


49

6.1 AP-Einstellung

- Dimensionierung der Widerstände in der Schaltung zur

Basisstromeinprägung.

Großer Basiswiderstand stabilisiert IB

2.4 V

IC,A & UBE,A aus DC-Sim.


50

6.1 AP-EinstellungB

C

i

i=β

B

C

i

i=β

- Dimensionierung der Widerstände in der Spannungsteiler-

Schaltung.


51

6.2 Grundschaltungen

Emitterschaltung

vs. Basisschaltung

Vergleich:

-Eingangswiderstand

-Ausgangswiderstand

-Stromverstärkung

-Spannungsverstärkung

-Phasenverschiebung

zwischen Iin, Iout

sowie Vin, Vout

Bitte Stromgegenkopplung verwenden


52

7. Si-MOSFET


53

Termine







31. 05. Si-MOSFET






54

7 MOSFET

MOSFET Struktur

G

S

D

B

Bulk (B)


55

7 MOSFET

MOSFET Layout

Sou

rce

Gate

Dra

in

Gate

Sou

rce

Gate

Dra

in

W

L


56

http://www.intel.com/

7 MOSFET

Moore's Law:


57

7.1 MOS-Kennlinien

Ausgangskennlinienfeld

Operating region of MOSFET

Subthreshold region Linear or Triode region

Saturation region

VDsat increases with VGS

0

Id[

mA

]

Vds [ V ]

VDsat

Increasing VGS

VDS

IDDeep triode or

Linear region

VGS1VGS2

VGS3

Triode

(VDS < VDsat)

Saturaion (VD > VDsat)

Sub-threshold

(Vgs < Vth)


58

7.1 MOS-Kennlinien

Transferkennlinie

Transconductance gm = ∂Id / ∂VGS

Vth0

Vgs

Id


59

7.2 Grenzfrequenzen

Einsatzfrequenzbereich eines Transistors maßgebliche Kriterium

Nach oben hin im Wesentlichen durch zwei Effekte begrenzt:

Laufzeit der Ladungsträger Umladen von RC-Gliedern – parasitäre Kapazitäten, Bahnwiderstände

Abhängig vom Arbeitspunkt, Transistorgröße …

Transitfrequenz fT Frequenzpunkt bei dem Betrag der KS-Stromverstärkung auf 0 dB

abgesunken ist

KS-ESB MOSFET

G D

Cgd

Cgs g

dsC

dsgmvgs

SS

2

mT

Gate

gf

Cπ=


60

7.2 Grenzfrequenzen

Gesucht: KS-Stromverstärkung I2/I1

Vierpol-Theorie: Hybrid-Parameter

Aus S-Parametern zu berechnen - stoh()

=

2

1

2221

1211

2

1

U

I

hh

hh

I

U

02|2112 =⋅= UhII

dB! 0)(21 T =fh


61

7.2 Grenzfrequenzen

Oszillatoren, HF-Verstärker … bis zu welcher Frequenz ein Transistor in der Lage zu schwingen

Infolge einer Rückwirkung des Ausgangs auf den Eingang

Gewollt im Oszillator-Design

Parasitär im Verstärkerdesign

Voraussetzung für Schwingen: mind. Ausgangsleistung größer bzw. gleich der Eingangsleistung

Maximale Schwingfrequenz fMAX als der Frequenzpunkt definiert, bei dem die Leistungsverstärkung des Transistors bei Leistungsanpassung auf 0 dB abgesunken

Maxium Availble Gain MAG

MAG(fMAX)=0 dB !!!


62

7.3 Rauschen

Rauschzahl F= SNRein / SNRaus

Wie viel Rauschen hinzugefügt?!

NF= dB (F)

Abhängig von Transistorgröße, Bias, Impedanzen …

Transistor – Rauschparameter 2Port

SOPT – Quellenrefl.faktor der min. Rauschzahl bewirkt

FMIN – minimal mögliche Rauschzahl bei Abschluss mit SOPT

RN – äquivalente Rauschwiderstand beschreibt Änderung der Rauschzahl bei Abweichungen von Sopt


63

7.3 Rauschen

Rauschparameter in ADS berechnen – S-Parameter-Simulation

Definition Eingang, Ausgang

Rauschquellenverteilung

Messbandbreite, Dynamikbereich


64

8. Si MOSFET: Source-Load-Pull

(Leistungstransistoren)


65

Termine







31. 05. Si-MOSFET






66

Transistor:

- KleinsignalmodellGültig nur für kleine RF-Signale(im Vergleich zum Arbeitspunkt)(S-parameter Analyse, AC Analyse)

- Großsignalmodell (Leistungstransistor)Modell Parameter hängen von RF Eingangsamplituden ab.(Transient, Harmonic Balance (HB) Analyse)


67

B

C

i

i=β

B

C

i

i=β

HB-Simulation:

Simuliert die Nichtlinearitäten eines nichtlinearenBauelements, oder nichtlineare Schaltung.

Nichtlinearitäten: Gain Kompression, Sättigung..

Nichtlineare Bauelemente: Leistungstransistoren

Nichtlineare Schaltungen: Leistungsverstärker


68

Source-Load-Pull

-Optimale Source-Load Impedanzen für maximaleAusgangsleistung, Gain oder Effizienz

-Optimale Impedanzen bei einem AP, Frequenz sowieRF Eingangsamplitude ermittelt.

Bias Supply

DUTLoad Tuner

Source Tuner

Bias Tee

Bias Tee

RFSource

PowerMeter

Zs ZlZinZout


69

Source-Load-Pull

vload

Vs_low Vs_high

Refer to the Pow erPoint (TM) presentation "LoadPullPres.ppt" w ithin this example project directory for a detailed explanation of these load pull simulation setups.

Specify desired Fundamental Load Tuner coverage: s11_rho is the radius of the circle of reflection coefficients simulated. However, the radius of the circle will be reduced if it would otherwise go outside the Smith chart. If you want to override this and allow reflection coefficients outside the Smith chart, edit the SweepEquations VAR block, and set max_rho=mag(s11_rho)s11_center is the center of the circle of simulated reflection coefficientspts is total number of reflection coefficients simulatedZ0 is the system reference impedance

Set these values:

Set Load and Source impedances atharmonic frequencies

One Tone Load Pull Simulation; output power and PAE found at each fundamental load impedance

mf_phi_LF2805A_19930106

M1

VAR

VAR2

Z_s_5 =Z0 + j*0Z_s_4 = Z0 + j*0

Z_s_3 = Z0 + j*0

Z_s_2 = Z0 + j*0

Z_s_f und =2 + j*2.75

Z_l_5 =10*Z0 + j*0

Z_l_4 =10*Z0 + j*0Z_l_3 =10*Z0 + j*0

Z_l_2 =10*Z0 + j*0

Eqn

Var

VARSTIMULUS

Vlow=5.125

Vhigh=28

RFf req=1000 MHz

Pav s=30_dBm

EqnVar

VAR

SweepEquations

Z0=50

pts=300

s11_center =-0.0 +j*0.0s11_rho =0.99

EqnVar

HarmonicBalance

HB1

Order[1]=9Freq[1]=RFf req

HARMONIC BALANCE

I_Probe

Iload

C

C2

C=1.0 uF

C

C1

C=1.0 uF

I_Probe

Is_high

I_Probe

Is_low

L

L1

R=

L=1 uH

L

L2

R=

L=1 uH

S1P_Eqn

S1

Z[1]=Z0S[1,1]=LoadTuner

P_1Tone

PORT1

Freq=RFf req

P=dbmtow(Pav s)

Z=Z_s

Num=1

V_DC

SRC2

Vdc=Vlow

V_DC

SRC1

Vdc=Vhigh

VAR

global ImpedanceEquationsEqnVar

ParamSweep

Sweep2

PARAMETER SWEEP

VAR

VAR1

cells=28

EqnVar


70

Source-Load-Pull

indep(Pdel_contours_p) (0.000 to 30.000)

Pdel_

conto

urs

_p

m2

m2indep(m2)=Pdel_contours_p=0.676 / 148.940level=37.364584, number=1impedance = Z0 * (0.208 + j0.267)

3


71

9. GaAs MESFET – Nichtlineare Effekte


72

Termine







31. 05. Si-MOSFET






73

GaAs-MESFET Verstärker betrachten

Aufgabe 9.1 b) Für welche Arbeitsfrequenz entworfen???

Verstärkung, Anpassung … auf 50-Ohm-Ebene

Kleinsignalanalyse ausreichend (S-Parameter)

V_DCSRC4Vdc=-0.9 V

LL3

R=L=16.7 nH

V_DCSRC5

Vdc=3 V

LL4

R=L=9.0 nH

CC3

C=1.0 uF

C

C6C=1.8 pF

RR2R=65 Ohm

pf_hp_ATF21170_19931015

A1

L

L5

R=

L=4.7 nH tRR1R=5000 Ohm

CC4

C=1uF

L

L2

R=L=1.1 nH t



74

Leistungskompression (Pout, Gain vs. Pin)

Harmonic Balance Simulation Freq[1] – Signalfrequenz

Order – Ordnung n für Reihenentwicklung (n*Freq[1])

z.B. Freq[1]= 1 GHz, Order = 5

Spannungen, Ströme in Vektorform

Gesamtspannung ergibt sich aus Überlagerung der einzelnen Frequenzanteile (kann z.B. Rechteckform ergeben)

Leistung auf der Grundwelle aus Vout[1]

Pout=dBm(Vout[1],50)


HarmonicBalance

HB1

Step=0.25

Stop=10

Start=-15

SweepVar="Pin"

Order[1]=5

Freq[1]=RFfreq GHz

HARMONIC BALANCE

Vout[0] DCVout[1] 1 GHzVout[2] 2 GHzVout[3] 3 GHzVout[4] 4 GHzVout[5] 5 GHz


75

1dB-Kompression für einen Verstärker


Vgs

Ids

AP

t

t


76

Intermodulation Wechselwirkung zwischen zwei Eingangssignalen benachbarter Freq.

z.B. modernes OFDM-Signal besteht aus Vielzahl von Träger-Signalen

Einfacher Test um Intermodulation zu untersuchen Zwei-Ton-Aussteuerung

Eingangssignal

Verstärker mit nichtlinearem Verhalten

Kennlinie kann mit Polynom beschrieben werden

Ausgangssignal

Es entsteht eine Vielzahl von Frequenzanteilen/Mischfrequenzen

n=q+p Ordnung


)ω2tcos()ω1tcos(Vin +=

ω1 ω2 f

P

...Vin³ a3Vin² a2Vin a1Vout +++=

ω2*pω1*qp]Freq[q, +=


77

Ausgang mit Ordnung n=3

Frequenzanteile 3. Ordnung sehr nahe am Signal (schlecht zu filtern)

Abstand (IM3) zwischen Signal und IM3-Produkte muss groß sein

IP3 Intercept Point 3rd Order (TOI)


IIP3

OIP3

Pin [dBm]

Po

ut

[dB

m]

ω1 (Anstieg=1)

2ω1-ω2 (Anstieg=3)


78

Diese Effekte in ADS simulieren

Wichtig: Strom, Spannung sind wieder für jede Mischfrequenz definiert

z.B. Order n=3, f1=1 GHz, f2=1.1 GHz

Gesamtspannung ergibt sich aus Überlagerung der einzelnen Frequenzanteile

Spannung auf einzelnen Frequenzanteilen mit Hilfe von mix()

Grundwelle: Vout_grundwelle=mix(Vout,1,0)

( Mischfrequenz=1*f1+0*f2)

IM-Produkt dritter Ordnung: Vout_IM3=mix(Vout,2,-1)

( Mischfrequenz=2*f1-1*f2)

Leistung IM-Produkt dritter Ordnung: Pout_IM3=dBm(mix(Vout,2,-1,50)


freq

0.0000 Hz100.0 MHz800.0 MHz900.0 MHz1.000 GHz1.100 GHz1.800 GHz1.900 GHz2.000 GHz2.700 GHz2.800 GHz2.900 GHz3.000 GHz

Vout

0.000 (DC)0.035 (f2-f1)0.025 (2f2-f1)0.692 (f1)0.755 (f2)0.037 (2f1-f2)0.186 (2f1)0.454 (f1+f2)0.206 (2f2)0.038 (3f1)0.065 (2f1+f2)0.065 (2f2+f1)0.027 (3f2)


79

IP3-Simulation


freq

0.0000 Hz100.0 MHz800.0 MHz900.0 MHz1.000 GHz1.100 GHz1.800 GHz1.900 GHz2.000 GHz2.700 GHz2.800 GHz2.900 GHz3.000 GHz

Vout

0.000 (DC)0.035 (f2-f1)0.025 (2f2-f1)0.692 (f1)0.755 (f2)0.037 (2f1-f2)0.186 (2f1)0.454 (f1+f2)0.206 (2f2)0.038 (3f1)0.065 (2f1+f2)0.065 (2f2+f1)0.027 (3f2)

Pin [dBm]

Lin1

Po

ut

[dB

m]

Lin3

IM3-Produkt

Grundwelle


80

Themen:

Simulation von Schwingkreisen (AC)

Leistungsanpassung mit λ/4-Leitung (SP)

Kennlinien - Diode, Transistoren, Welche Transistoren (DC)

KS-ESB Transistor

Kenngrößen: Steilheit, fmax, ft …

Eingangs-/Ausgangsimpedanzen, Verstärkung, Refelxionsfaktor (SP)

Kompressionskennlinien, P1dB (HB)

Intermodulation, IP3 (HB)

10. Rücksprache

Documents

Rechnergestützter Entwurf von Hoch-und ... · PDF fileanschließend: Lösung mit FT in den Frequenzbereich ... SMD-Kapazitäten ... m4 time= P_anfang=1.920 150.2nsec