Systemkonzept für Front-End und Frequenzsynthese im ... · aktiven Referenztaktverteilung konnte ein Modul zur LO-Generierung entwickelt werden, ... II Kurzfassung. Abstract

Systemkonzept frFront-End und Frequenzsynthese

im Kontext von breitbandigerFunkberwachung

Der Technischen Fakultt

der Friedrich-Alexander-Universitt

Erlangen-Nrnberg

zur

Erlangung des Doktorgrades Dr.-Ing.

vorgelegt von

Raphael Mzykaus Lichtenfels

Als Dissertation genehmigt vonder Technischen Fakulttder Friedrich-Alexander-Universitt Erlangen-NrnbergTag der mndlichen Prfung: 10.07.2013

Vorsitzende des Promotionsorgans: Prof. Dr.-Ing. habil. Marion Merklein

Gutachter: Prof. Dr.-Ing. Georg FischerProf. Dr. rer. nat. Friedrich K. Jondral

Danksagung

An dieser Stelle mchte ich mich bei einigen Personen bedanken, die mich whrend derEntstehung dieser Arbeit untersttzt haben.

Mein erster Dank gilt Herrn Prof. Dr.-Ing. Georg Fischer fr die Betreuung meiner Arbeit.Herrn Prof. Dr.-Ing. Dr.-Ing- habil. Robert Weigel danke ich fr die Mglichkeit, anseinem Lehrstuhl unter hervorragenden Forschungsbedingungen promovieren zu drfen.Vielen Dank an Herrn Prof. Dr.rer.nat. Friedrich K. Jondral fr die bernahme desZweitgutachtens und die damit verbundenen Mhen.

Mein besonderer Dank gilt den Mitarbeitern des Lehrstuhls fr Technische Elektronik.Whrend meiner Zeit am Lehrstuhl durfte ich erfahren, was partnerschaftliches Team-work bedeutet. Besonders bedanke ich mich bei meinen KAIMAN-Mitstreitern, HerrnDipl.-Ing. Gunther Dehm-Andone sowie Herrn Dipl.-Ing. Frank Langmann, die sich mitmir durch die letzten Jahre gekmpft haben. Wir haben es geschafft (auch ohne Flug-ticket nach Mexiko...). Nicht zuletzt war dies den handwerklichen Fhigkeiten von HerrnAdrian Voinea zu verdanken, der uns nicht nur einmal den Unterschied zwischen Theorieund Praxis vorgefhrt hat.

Besonders hervorheben mchte ich an dieser Stelle meinen Teamleiter Herrn Dr.-Ing.Alexander Klpin. Er war mir whrend der Zeit am Lehrstuhl fachlich und vor allem auchmenschlich ein groes Vorbild. Vielen Dank fr die fachliche Betreuung dieser Arbeit, frdie Untersttzung in allen Krisenlagen und das Vertrauen in meine Person!

Ein groes Dankeschn an Herrn Dipl.-Ing. Uwe Trautwein von der Firma MEDAV GmbHfr die intensive Untersttzung des KAIMAN-Teams, die freundschaftliche Zusammenar-beit und die unzhligen Diskussionen in mehrstndigen Meetings. Ihm gebhrt ein groerAnteil am Erfolg des KAIMAN-Projekts.

Justin Zobel zum Trotz ("Dont thank your parents or your cat unless they really helpedwith research.") mchte ich mich an dieser Stelle bei meiner Familie bedanken, welche mirimmer groes Vertrauen entgegengebracht sowie die Untersttzung und Freiheit gegebenhat, meinen eigenen Weg zu gehen. Der grte Dank gebhrt meiner Partnerin, die michwhrdend der Zeit des Studiums und der Promotion in jeder Lebenslage untersttzt hatund immer noch an meiner Seite ist.

Nrnberg im Mrz 2013 Raphael Mzyk

And its times like these we cant replace

Its times like these we must embrace

And even though its bittersweet and brings us to our knees

It makes us who we are in times like these

Kid Rock, 2010

Kurzfassung

Die vorliegende Arbeit zeigt am Beispiel ausgesuchter Funktionsmodule Methoden auf,die Komplexitt von analogen Empfngerzgen etablierter COMINT1-Sensoren zu mi-nimieren. Dies erfolgt hinsichtlich Formfaktor, Kosten und Implementierungsaufwand,wobei die erforderliche Grundfunktionalitt eines solchen Systems gewhrleistet seinmuss. Diese Grundfunktionalitt betreffend Eingangsfrequenzbereich, Echtzeitbandbreiteund Einschwingzeit orientiert sich dabei am Stand der Technik ausgewhlter COMINT-Empfngersysteme. Mit den Erkenntnissen dieser Arbeit werden Anstze geliefert, diezur Erschlieung eines neuen Marktsegments im Bereich der Funkberwachung fhren.Gerade im Bereich der berwachung von Grenzgebieten, welche sich ber mehrere 100Kilometer erstrecken knnen, ist auf Grund der Vielzahl an Sensoren der Einsatz vonkosteneffektiven Systemen von besonderer Bedeutung.

Eine der grten Herausforderungen bei der Realisierung breitbandiger Funkberwa-chungssysteme liegt in der Qualitt der eingesetzten Module zur Frequenzsynthese. Daherwerden im Rahmen dieser Arbeit neben Untersuchungen bezglich der optimalen Emp-fngertopologie und deren Dimensionierung insbesondere Aspekte der Frequenzsynthesebehandelt. Dabei werden sowohl Untersuchungen zur Referenztaktverteilung, als auch zuModulen fr die Synthese breitbandiger LO2-Signale durchgefhrt. Auf der Basis eineraktiven Referenztaktverteilung konnte ein Modul zur LO-Generierung entwickelt werden,welches einen Frequenzbereich von einer Oktave abdeckt und dabei im Performanzver-gleich entsprechenden kommerziellen Synthesizermodulen berlegen ist.

Die messtechnische Charakterisierung des im Rahmen dieser Arbeit entstandenen Emp-fngersystems zeigt, dass die resultierenden Eigenschaften trotz der kompakten Bauweisein der Grenordnung aktueller COMINT-Systeme liegen.

1Fernmeldeaufklrung, engl.: communication intelligence2Lokaloszillator

II Kurzfassung

Abstract

The present work demonstrates techniques to minimize the complexity of analog recei-ver front-ends of established COMINT sensors, using the example of selected functionalmodules. The key aspects are formfactor, costs and implementation effort. At the sametime, the required basic functionality of such systems must be ensured. The basic para-meters, related to input frequency range, instantaneous bandwidth, and settling time, arededuced from exemplary state of the art COMINT receiver systems. The results of thiswork present approaches on opening up a new market segment in the context of radiomonitoring systems. In particular for surveillance of border regions, covering hundreds ofkilometers, the huge number of required sensors shows the need for cost-effective systems.

When realizing broadband radio monitoring systems, the biggest challenge lies in the qua-lity of the implemented frequency synthesis modules. Beside the investigation of optimumreceiver topologies, this work deals with aspects of frequency synthesis. In this context,investigations on both the reference frequency distribution and frequency synthesis mo-dules of broadband LO-signals are carried out. Based on an active reference distributionconcept, an LO-module has been developed, that covers an octave of bandwidth offeringsuperior perfomance compared to equivalent COTS3 synthesizer modules.

Despite the compact form factor, the measurement results indicate the competitive ap-proach of the receiver system developed in the context of this work.

3Kommerziell verfgbare Produkte, engl.: commercial off-the-shelf

IV Abstract

Inhaltsverzeichnis

Kurzfassung I

Abstract III

Inhaltsverzeichnis V

Abkrzungsverzeichnis IX

Symbolverzeichnis XIII

1 Einleitung 1

1.1 Motivation . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1

1.2 Zielsetzung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2 Grundlagen 7

2.1 Analoges Front-End . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.1.1 Linearitt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

2.1.2 Empfindlichkeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.2 Frequenzumsetzung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.2.1 Abwrtsmischung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

2.2.2 Aufwrtsmischung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

2.3 Frequenzsynthese . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.3.1 Kennzahlen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

2.3.2 Phasenregelschleife . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

3 Konzeptarbeit 21

3.1 Konzept: analoges Front-End . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.1.1 Diskussion: Empfngertopologie . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

3.1.1.1 Direktabtastung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22

VI Inhalt

3.1.1.2 Einstufige Frequenzumsetzung . . . . . . . . . . . . . 25

3.1.1.3 Mehrstufige Frequenzumsetzung . . . . . . . . . . . . 28

3.1.1.4 Hybrides Empfngerkonzept . . . . . . . . . . . . . . 29

3.1.2 Frequenzplanung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

3.1.2.1 Zweite ZF-Lage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

3.1.2.2 Erste ZF-Lage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

3.1.3 Dimensionierung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

3.1.3.1 Maximale Eingangspegel . . . . . . . . . . . . . . . . 35

3.1.3.2 Minimale Eingangspegel . . . . . . . . . . . . . . . . 36

3.1.3.3 Optimaler Arbeitspunkt . . . . . . . . . . . . . . . . 39

3.2 Konzept: Frequenzsynthese . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

3.2.1 Referenzfrequenz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 42

3.2.1.1 Aktive Verteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44

3.2.1.2 Passive Verteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.2.1.3 Dezentrale Referenzfrequenz . . . . . . . . . . . . . . 46

3.2.2 Lokaloszillator 1: Aufwrtsmischung . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.2.2.1 Abstimmbereich . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.2.2.2 Einschwingzeit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.2.2.3 Schrittweite . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50

3.2.2.4 Phasenrauschen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.2.2.5 Architektur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.2.3 Lokaloszillator 2: Abwrtsmischung . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.3 Zusammenfassung: Empfngerkonzept . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

4 Realisierung und Messung 57

4.1 Realisierung: Synthesizer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

4.1.1 Referenzfrequenz . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

4.1.1.1 Aktive Aufteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

4.1.1.2 Passive Aufteilung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

4.1.1.3 Dezentrale Referenzfrequenz . . . . . . . . . . . . . . 64

4.1.1.4 Vergleich der Verteilungskonzepte . . . . . . . . . . . 68

4.1.2 Lokaloszillator 1 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.1.2.1 Komponentenwahl und Pegelplanung . . . . . . . . . 69

4.1.2.2 Kompensation Frequenzabhngigkeit . . . . . . . . . 75

4.1.2.3 Dimensionierung: Schleifenfilter . . . . . . . . . . . . 76

4.1.2.4 Messergebnisse: Lokaloszillator . . . . . . . . . . . . . 78

4.1.3 Lokaloszillator 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

Inhalt VII

4.2 Realisierung: analoges Front-End . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

4.2.1 Modulkonzept . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

4.2.2 Vorverstrkung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

4.2.3 IQ-Mischer . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

4.2.4 Charakterisierung: Front-End . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

4.2.4.1 Gesamtverstrkung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

4.2.4.2 Linearitt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91

4.2.4.3 Rauschzahl . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92

4.2.4.4 Instantaner Dynamikbereich . . . . . . . . . . . . . . 93

5 Diskussion der Ergebnisse 97

6 Zusammenfassung und Ausblick 101

6.1 Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101

6.2 Ausblick . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102

Literaturverzeichnis 105

A Anhang 113

A.1 Messung: Intermodulationstabelle . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 113

A.2 Bilder: Platinen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 117

VIII Inhalt

Abkrzungsverzeichnis

Abkrzung Beschreibung

ADC Analog-Digital-Umsetzer, engl.: analog to digital converterAGC Automatische Verstrkerregelung, engl.: automatic gain controlAM Amplitudenmodulation

BP Bandpass

CMOS Komplementrer Metall-Oxid-Halbleiter, engl.: complementary metaloxide semiconductor

COMINT Fernmeldeaufklrung, engl.: communication intelligenceCOTS Kommerziell verfgbare Produkte, engl.: commercial off-the-shelf

DAC Digital-Analog-Umsetzer, engl.: digital to analog converterDDC Digitaler Abwrtsumsetzer, engl.: digital down converterDDS Direkte digitale Synthese, engl.: direct digital synthesisDF Peilung, engl.: direction finding

EVM Empfangskonstellationsfehler, engl.: error vector magnitude

FFT Schnelle Fourier-Transformation, engl.: fast Fourier transformFHSS Frequenzsprungverfahren, engl.: frequency hopping spread spectrumFPGA Im Feld programmierbare Gatteranordnung, engl.: field programmable

gate array

GCPW koplanare Streifenleitung mit Masseflche, engl.: grounded coplanarwaveguide

GSM Volldigitaler Mobilfunkstandard der zweiten Generation, engl.: globalsystem for mobile communications

HCMOS Komplementrer Hochgeschwindigkeits-Metall-Oxid-Halbleiter, engl.:high speed complementary metal oxide semiconductor

HF Hochfrequenz

X Abkrzungsverzeichnis


IC Integrierte Schaltung, engl.: integrated circuitIIP3 Eingangsinterceptpunkt dritter Ordnung (in dBm), engl.: input third

order intercept pointILDR Ideal linearer Dynamikbereich (in dB), engl.: ideal linear dynamic rangeIM3 Pegeldifferenz zwischen Ausgangssignal und Intermodulationsprodukt

dritter Ordnung (in dB)IRR Spiegelfrequenzunterdrckung (in dB), engl.: image reject rationITU Internationale Fernmeldeunion, engl.: international telecommunication

union

KAIMAN Kompaktes Frequenzagiles Intelligentes Mobiles Aufklrungsnetzwerk

LAN Lokales Netzwerk, engl.: local area networkLME Lehrstuhl fr MustererkennungLNA Rauscharmer Verstrker, engl.: low noise amplifierLO LokaloszillatorLTE Lehrstuhl fr Technische ElektronikLUT Nachschlagetabelle, engl.: look-up tableLVCMOS Komplementrer Kleinspannungs-Metall-Oxid-Halbleiter, engl.: low

voltage complementary metal oxide semiconductor

NF Rauschzahl (in dB), engl.: noise figure

OCXO Ofenquarzoszillator, engl.: oven controlled crystall oscillatorOIP3 Ausgangsinterceptpunkt dritter Ordnung (in dBm), engl.: output third

order intercept point

P1dB 1 dB Kompressionspunkt (in dBm), engl.: 1 dB compression pointPAR Spitzen- zu Mittelwert Faktor, engl.: peak-to-average ratioPCB Elektronische Leiterplatte, engl.: printed circuit boardPLL Phasenregelschleife, engl.: phase locked loopPOI Erfassungswahrscheinlichkeit, engl.: probability of interceptppb Anteile pro Milliarde, engl.: parts per billion

RMS Effektivwert, engl.: root mean square

SDR Per Software konfigurierbare Sende- und Empfangsschaltung, engl.:software defined radio

SFDR Strungsfreier Dynamikbereich, engl.: spurious-free dynamic rangeSINCGARS Single Channel Ground and Airborne Radio SystemSMA Sub-Miniature-A SteckverbinderSMD Bauelement fr die Oberflchenmontage, engl.: surface-mount deviceSNDR Signal- zu Str- und Rauschleistungsverhltnis, engl.: signal to noise

and distortion ratio

Abkrzungsverzeichnis XI


SNR Signal-Rausch-Verhltnis, engl.: signal to noise ratioSPI Serial Peripheral Interface

TDOA Laufzeitdifferenz, engl.: time difference of arrival

UHF Mikrowelle, engl.: ultra high frequency

VCO Spannungsgesteuerter Oszillator, engl.: voltage controlled oscillatorVCXO Spannungsgesteuerter Quarzoszillator, engl.: voltage controlled crystall

oscillatorVGA Einstellbarer Verstrker, engl.: variable gain amplifierVHF Ultrakurzwelle, engl.: very high frequency

YIG Yttrium-Eisengranat, engl.: yttrium iron garnet

ZF Zwischenfrequenz

XII Abkrzungsverzeichnis

Symbolverzeichnis

Formelzeichen Maeinheit Beschreibung

[ ] berabtastfaktor [rad] Phasenwinkel [rad, ] Phasenhub, Phasenabweichung [] Phasenwinkel, Phasenreserve [rad] Kreiszahl

B [Hz] Bandbreite

er(f )[

VHZ

]Rauschspannungsdichte bei einem Fre-quenzoffset f

F [ ] Rauschfaktor, engl.: noise factorf [Hz] Frequenzablage, FrequenzdifferenzfIM3 [Hz] Frequenzlage des Intermodulationsprodukts

dritter Ordnungfin [Hz] EingangsfrequenzfHF [Hz] Frequenz des HF-SignalsfLO [Hz] Lokaloszillatorfrequenzfm [Hz] ModulationsfrequenzfPFD [Hz] Phasenvergleichsfrequenzfref [Hz] Referenzfrequenzfs [Hz] AbtastfrequenzfSpiegel [Hz] SpiegelfrequenzfZF [Hz] Zwischenfrequenzlagefcenter [Hz] MittenfrequenzfN [Hz] Frequenz am Eingang des N-Teierles einer

PLLfsyn [Hz] Frequenz am Ausgang eines Frequenzsynthe-

sizers

G [dB] Verstrkung, engl.: gainGFE [dB] Front-End-Verstrkung, engl.: gain

XIV Symbolverzeichnis


Glin [ ] Verstrkung (linear), engl.: gainG(s) [ ] Vorwrtsverstrkung, engl.: forward gainGcl(s) [ ] Kreisverstrkung, engl.: closed loop gainGol(s) [ ] Leerlaufverstrkung, engl.: open loop gain

H [ ] Rckkopplungsverstrkung, engl.: feedbackgain

h [m] Hhe

ICP [A] Ladungspumpenstrom

J [s] Jitter

K[

Arad

]Verstrkung der Ladungspumpe

K Kreisverstrkungskonstantek

[JK

]Boltzmann-Konstante

KVCO[

HzV

]Abstimmempfindlichkeit des VCO

L(f )[

dBcHz

]Einzelseitenbandphasenrauschleistung beieinem Frequenzoffset f bezogen auf dieLeistung und Frequenz der Trgerschwing-ung

N [ ] N-Teilerfaktor der Phasenregelschleife; FFT-Lnge

NF [dB] Rauschzahl, engl.: noise figure

corner [Hz] 3 dB-Eckfrequenz

P [dBm] LeistungPFS [dBm] Leistung zur Vollaussteuerung eines ADC,

engl.: full scale powerPHF [dBm] Leistung in der Hochfrequenzlage; Eingangs-

leistungPn [dBm] RauschleistungPVCO

[HzV

]Empfindlichkeit der VCO Ausgangsfrequenzgegenber Spannungsschwankungen der Ver-sorgungsspannung, engl.: frequency pushing

R [ ] R-Teilerfaktor der PhasenregelschleifeR() [ ] Autokorrelation der stochastischen Phasen-

schwankungen

Smin [dBm] Empfindlichkeits [m] Abstand

Symbolverzeichnis XV


S(f )[

rad2

Hz

]Spektrale Leistungsdichte der stochastischenPhasenschwankungen

T0 [K, C ] Temperatur bei 290 K (16,85 C)t [s] Zeitdifferenz

w [m] Breite

Z [] komplexe Impedanz, Filterbertragungs-funktion

Z0 [] charakteristische Impedanz

XVI Symbolverzeichnis

Kapitel 1Einleitung

1.1 Motivation

Im Zusammenhang mit militrischen Szenarien - beispielsweise im Bereich der Grenz-berwachung, aber auch in zivilen Anwendungen wie der Frequenzberwachung durchRegulierungsbehrden - stellt die Aufklrung von Radioemittern eine wichtige Aufga-be dar. In diesem Umfeld kommen sogenannte COMINT-Systeme zum Einsatz, welcheder nachrichtendienstlichen oder militrischen Funkberwachung dienen. Vor allem dieVHF1/UHF2-Frequenzbnder von 30 MHz bis 3000 MHz sind hier von besonderem Inter-esse [1]. Exemplarisch seien der digitale Videorundfunkdienst DVB-H (UHF) (470 MHzbis 862 MHz), der europische Mobilfunkstandard E-GSM3 900 (880 MHz bis 960 MHz)oder der WLAN-Standard (2400 MHz bis 2497 MHz) genannt. Neben der zivilen Nutzungvon hheren Frequenzlagen im GHz-Bereich werden allerdings gerade durch militrischeFunkdienste Frequenzbnder auch im Sub- GHz-Bereich belegt (zum Beispiel: US Armyund Air Force Tactical/Combat Radio System: 30 MHz bis 108 MHz oder das US Navy,Army und Air Force Tactical Command and Control System: 225 MHz bis 400 MHz).

COMINT-Systeme dienen hierbei der strategischen Aufklrung von Funkemittern durchDetektion, Peilung und Ortung, sowie der semantischen Analyse von Funksignalen, umso weitere Detailinformationen bezglich eines entsprechenden Szenarios generieren zuknnen. Die zunehmende Frequenzbelegung mobiler Kommunikations- und Rundfunk-standards sowie die steigende Nutzung von breitbandigen digitalen Modulationsartenresultieren in hohen Anforderungen an diese Funkberwachungssysteme. Dies zeigt sichhinsichtlich der erforderlichen Eingangs- und Echtzeitbandbreite, sowie Frequenzselekti-vitt der Sensoren, um Signale mit ausreichender Genauigkeit detektieren, selektieren undverarbeiten zu knnen. Die mit der beschriebenen exzessiven Belegung von Frequenzenverbundene Knappheit an freien Bndern fhrt dazu, dass unbenutzte Frequenzbereicheinzwischen zu einer Ressource von enormer wirtschaftlicher Bedeutung geworden sind.So verdeutlicht das geschtzte Marktvolumen durch Dienstleistungen, welche auf mobilerBreitbandnutzung beruhen, von ca. 250 Mrd. Euro pro Jahr die wirtschaftliche Bedeu-tung freier Frequenzbnder. Dies entspricht 2,2% des europischen Bruttoinlandprodukts

1Ultrakurzwelle, engl.: very high frequency2Mikrowelle, engl.: ultra high frequency3Volldigitaler Mobilfunkstandard der "zweiten Generation", engl.: global system for mobile commu-

nications

2 Kapitel 1: Einleitung

DSP

Host DSP

DSP

DSP

analog

analog

analog

Zentral-archiv

LPC

LPC

LPC

Sensor 3

Sensor 2

Sensor 1

Emitter 1:- GSM- Sprache: englisch- schnelle Bewegung

Emitter 3:- VHF Walkie-Talkie- Sprache: arabisch

Emitter 2:- UMTS- statisch- ...

Abbildung 1.1: Topologie des Aufklrungsnetzwerks KAIMAN zur Detektion undberwachung von Funkemittern im VHF/UHF-Frequenzbereich.

(Stand 2007) [2].

Abbildung 1.1 zeigt die vereinfachte Topologie eines COMINT-Systems. Peilfhige Mehr-kanalantennen mit nachgeschalteten Mehrkanalempfngern (Tunern) bilden zusammeneinen Sensor. Mit ihrer Hilfe knnen emittierte Breitbandsignale mit einer beliebigenMittenfrequenz aus dem gesamten VHF/UHF-Frequenzbereich synchron und asynchronerfasst werden. Den Sensoren steht eine zentrale Einheit, der sogenannte Host, gegenber,welcher zum einen alle Daten der Sensoren zentral erfasst und zum anderen Steuer- undOperationsbefehle ber die lokalen PCs (LPC) an die Sensoren weiterleitet.

Auf Basis der empfangenen Breitbanddaten und der genauen Kenntnis der Antennen-positionen werden mittels hochauflsender Verfahren zum DF4 (zum Beispiel: Bestim-mung der TDOA5) die Richtungsinformationen aller detektierten Emitter bestimmt. Die-se knnen in der Zentralstation zu einer Ortsinformation zusammengefasst werden, wasbeispielsweise ein Tracking, also ein Aufzeichnen des Bewegungsmusters eines Emittersermglicht. Aus den Peilinformationen kann zudem eine Liste der im Frequenzband vor-handenen Emitter durch einen Clustering-Algorithmus generiert werden.

Neben der Erzeugung von Ortsinformationen ist die semantische Analyse der empfang-enen Daten ein wesentlicher Bestandteil eines COMINT-Systems. Daher werden auch Al-gorithmen zur Demodulation und Dekodierung bereitgestellt, so dass jedem Radioemittersogenannte Metadaten zugeordnet werden knnen, die Aufschluss ber Modulationsart,Inhalt und Bewegungsmuster geben.

Im Rahmen des Verbundsprojekts KAIMAN des Frderprogramms Informations- undKommunikationstechnik des Freistaats Bayern (Frderkennzeichen: IUK-0906-0003//IUK320/002) soll das in Abbildung 1.1 dargestellte Sensornetzwerk realisiert werden.Die wissenschaftlichen Grundlagen zur Entwicklung der erforderlichen Sensorkomponen-ten (Tuner) werden am LTE6 beziehungsweise die Applikationen zur Sprach- und Muste-

4Peilung, engl.: direction finding5Laufzeitdifferenz, engl.: time difference of arrival6Lehrstuhl fr Technische Elektronik

1.2. Zielsetzung 3

Front-End1

ANALOG

ADC

ADC

ADC

ADC

FPGA

Front-End2

Front-End3

Front-End4

DDC

DDC

DDC

DDC

DIGITAL

ETHERNET

ETHERNET

ETHERNET

ETHERNET

Abbildung 1.2: Architektur eines Sensors, bestehend aus vier analogen Empfn-gerzweigen und einer FPGA-Plattform zur Verarbeitung der digitali-sierten Basisbanddaten, sowie bermittlung der Daten via Gigabit-Ethernet.

rerkennung innerhalb des Hosts am LME7 der Friedrich-Alexander-Universitt Erlangen-Nrnberg erarbeitet. Die Zusammenfhrung der vorhandenen Technologien in ein Pro-dukt erfolgt durch Mitarbeiter der Medav GmbH in der Betriebssttte Uttenreuth.

Abbildung 1.2 zeigt die Topologie eines Sensors, wie er am LTE entwickelt wird. DerTuner setzt sich aus mehreren synchronisierbaren analogen Empfngerschaltungen sowieeiner zentralen Einheit zur digitalen Signalverarbeitung zusammen. Bis zu vier analogeFront-End-Zge selektieren das gewnschte Teilband aus dem VHF/UHF-Frequenzbe-reich. Dabei werden die Steuer- beziehungsweise Statusinformationen der Empfngerzgezentral ber eine FPGA-Plattform bereitgestellt Diese wird wiederum via Ethernet berden zum Sensor gehrigen LPC (vgl. Abb. 1.1) gesteuert.

Nach der Digitalisierung der analogen Signale durch die ADC8 werden die empfangenenDaten mit Hilfe einer dedizierten Hardware-DDC9 dezimiert und in den FPGA eingele-sen. Hier werden die Basisbanddaten mit Hilfe eines im FPGA synthetisierten digitalenSignalprozessors paketiert, so dass sie ber ein Standard Ethernet Interface zu dem je-weiligen LPC des Sensors bertragen werden knnen [3].

1.2 Zielsetzung

In Tabelle 1.1 sind exemplarisch einige kommerzielle VHF/UHF-Empfngersysteme gelis-tet. Eine ausfhrliche Marktbersicht von aktuellen COMINT-Systemen (Stand Novem-ber 2011) ist in [4] zu finden. Die dargestellten Systeme zur Funkberwachung zeichnensich durch ihre herausragende Performanz aus. Zudem enthalten diese Empfngersystemeeinen sehr hohen Funktionsumfang, um mglichst in jedem Szenario als Sensor eingesetztwerden zu knnen. Diese Eigenschaften fhren allerdings auch dazu, dass diese Systemein einem sehr hohen Preissegment angesiedelt sind. Die Komplexitt der Empfnger fhrtzwangslufig auch zu einem hohen Platzbedarf.

Ziel der Forschungsttigkeiten des LTE ist daher die Konzipierung eines solchen Sensors,welcher bezglich Formfaktor und Grundfunktionalitt in etwa den gelisteten Systemen

7Lehrstuhl fr Mustererkennung8Analog-Digital-Umsetzer, engl.: analog to digital converter9Digitaler Abwrtsumsetzer, engl.: digital down converter


Tabelle 1.1: Auswahl an aktuellen COMINT-Empfngersystemen.

Hersteller Bezeichnung Frequenzbereich Referenz

Agilent Technologies N6841A 20 MHz bis 6 GHz [5]Elcom Technologies SIR 3202 20 MHz bis 3 GHz [6]Rohde & Schwarz R&S ESMD 20 MHz bis 3,6 GHz [7]

IZT GmbH R4000-RF3 140,0 MHz bis 3,0 GHz [8]

entspricht. Die letztendliche Realisierung eines Funktionsdemonstrators soll dabei aufBasis von COTS-Bauteilen erfolgen, so dass kosten- und platzintensive Umsetzungenvermieden werden knnen. Die Gre des Demonstrators sollte bereits so ausgelegt wer-den, dass der Formfaktor des resultierenden Empfngersystems bei der berfhrung inein serienfertiges Produkt die Grenordnung eines 19 Zoll-Einschubs von ein bis zweiHheneinheiten (4,445 cm bis 8,89 cm) nicht berschreitet. Die Konzipierung und Um-setzung des gesamten Sensors unterteilt sich dabei in drei Themenbereiche:

Systemkonzept: digitales Front-End und Signalverarbeitung Systemsimulation und Filtersynthese Systemkonzept: analoges Front-End und Frequenzsynthese

Die ersten beiden Themenbereiche wurden im Rahmen der Forschungsttigkeiten vonHerrn Dipl.-Ing. Frank Langmann beziehungsweise Herrn Dipl.-Ing. Gunther Dehm-Andone bearbeitet. Die Ergebnisse knnen den jeweiligen Dissertationsschriften entnom-men werden.

Diese Arbeit zielt auf konzeptionelle berlegungen bei der Implementierung von Mo-dulen im Kontext von Funkberwachungsempfngern ab. Hierdurch sollen Erkenntnissegewonnen werden, die mittelfristig zur Realisierung von kompakten und kostengnsti-gen Empfngersystemen fhren, um damit neue Marktsegmente zu erschlieen. Wh-rend insbesondere auf dem Gebiet der militrischen Funkaufklrung die Entwicklungenin Richtung Hochperformanzsysteme ausgerichtet sind, sollen durch diese Arbeit expli-zit die minimal erforderlichen Anforderungen an derartige Empfngersysteme analysiertwerden, um kosteneffiziente, fr das jeweilige Einsatzszenario angepasste Alternativlsun-gen realisieren zu knnen. Auf Basis der Ergebnisse dieser Arbeiten sollen daher nichtdie in Tabelle 1.1 gelisteten, kommerziellen Lsungen, welche sowohl preislich als auchbezglich ihrer Performanz die hier beschriebenen Modulen bertreffen, ersetzt werden.Vielmehr ist das Ziel neue, weniger kostenintensive Implementierungsanstze zu finden,die dennoch die Funktionalitt eines berwachungsempfngers bereitstellen.

In der vorliegenden Arbeit wird zudem der Fokus auf die eingangs beschriebene Untersu-chung zur Konzipierung eines analogen Empfnger-Front-End gesetzt, wobei zudem diePrfung und Implementierung geeigneter Frequenzsynthesestrategien im Kontext breit-bandiger Funkberwachungssysteme vorgestellt wird. Dabei zielt diese Arbeit zunchstauf eine Analyse der Randbedingungen eines berwachungsempfngers im Allgemeinenund des KAIMAN-Systems im Besonderen ab, um im Anschluss daran eine geeigneteEmpfnger- und Synthesizerarchitektur abzuleiten. Mit Hilfe dieser Erkenntnisse sollenSchlsselmodule derartiger Empfngersysteme identifiziert und deren Implementierungs-mglichkeiten bezglich des vorliegenden Einsatzszenarios und der beschriebenen Anfor-derungen an Kosten- und Hardware-Aufwand diskutiert werden.

Hieraus resultiert auch der wissenschaftliche Charakter dieser Arbeit: Die allgemeinen

1.2. Zielsetzung 5

analytischen Untersuchungen bezglich des analogen Front-End und ausgesuchter Front-End-Module sollen in einem spezifischen Ergebnis zu einem optimalen Kompromiss ausFunktionalitt einerseits und minimaler Komplexitt andererseits fhren. Hierbei stehtweniger das Erzielen maximaler Performanz als vielmehr die Entwicklung einer optimalenEntwurfsmethodik im Kontext einer kosteneffizienten Realisierungsform dieser Schls-selmodule im Vordergrund. Ein abschlieender Vergleich mit den in Tabelle 1.1 geliste-ten Systemen soll einen Vergleich des entwickelten Empfngers mit den hochpreisigenSystemen liefern.

In Kapitel 2 werden die hierfr relevanten theoretischen Grundlagen angefhrt. Insbe-sondere die fr die Betrachtung des Dynamikbereichs eines Empfngers sowie die zurCharakterisierung eines Synthesizers erforderlichen Parameter werden vorgestellt undderen Einfluss auf die Empfangsqualitt analysiert.

Das Kapitel 3 stellt die konzeptionellen analytischen berlegungen fr die Implementie-rung des Front-End sowie die Umsetzung der Frequenzsynthese vor. Ziel dieses Kapitelsist es, alle erforderlichen Modulparameter sowie eine geeignete Empfngertopologie zuermitteln. Neben der Diskussion verschiedener Empfngertopologien und der Durchfh-rung der Frequenzplanung werden dabei auch die Anforderungen an das Front-End unddie Frequenzsynthesizer erarbeitet.

Die Umsetzung der im vorangegangenen Kapitel entworfenen Konzepte wird in Kapitel4 dargestellt. Neben simulativen Voruntersuchungen des Synthesizers und der Referenz-taktverteilung basierend auf konkreten Bauteilwerten werden auch berlegungen zurUmsetzung der Module in Hardware angestellt. Dabei werden die Messergebnisse dergesamten Empfngerkette sowie der fr diese Arbeit relevanten Submodule vorgestellt.

In Kapitel 5 wird diskutiert und analysiert, in wie weit diese Ergebnisse die in Kapitel3 erarbeiteten Anforderungen erfllen. Eine Bewertung der erzielten Performanz erfolgtber einen quantitativen Vergleich mit den in Tabelle 1.1 dargestellten Systemen.

Kapitel 6 fasst die in dieser Arbeit erzielten Ergebnisse zusammen und ordnet diese inden Kontext bestehender Empfngersysteme zur Funkaufklrung ein. Ein Ausblick sollAnsatzpunkte aufzeigen, die eine Grundlage fr weitere Untersuchungen zur Steigerungder erzielten Empfnger- und Synthesizerperformanz liefern.

Kapitel 2Grundlagen

Im Folgenden werden wichtige Grundlagen und erforderliche Kennzahlen zur Charakte-risierung eines Empfngersystems sowie deren Auswirkungen auf die Empfangsqualittvorgestellt. Insbesondere wird hier auf die Performanzparameter von Modulen zur Fre-quenzsynthese eingegangen.

2.1 Analoges Front-End

Einer der wichtigsten Parameter eines Empfngers ist dessen Dynamikbereich, welcherAussagen ber den maximalen Pegelunterschied von Eingangssignalen liefert, die mitausreichender Genauigkeit empfangen werden knnen. Dabei wird die Dynamik fr denBereich groer Signalleistungen durch die Linearitt beziehungsweise fr den Bereichkleiner Signalleistungen durch die Empfindlichkeit des Front-End limitiert [9].

2.1.1 Linearitt

Vernachlssigt man den maximalen Aussteuerbereich von ADC, so stellt beim Empfangvon Signalen mit sehr hoher Leistung die Linearitt des analogen Empfnger-Front-Endden limitierenden Faktor dar. Auf Grund von Nichtlinearitten der verwendeten Kompo-nenten, quantifiziert beispielsweise durch deren P1dB1 beziehungsweise IIP32, entstehenunerwnschte Signale (Spuriosen), welche zu Verzerrungen des zu empfangenden Signalsfhren. Vor allem beim Empfang von Mehrtonsignalen tragen die durch die Nichtlineari-tten verursachten Intermodulationsprodukte des Empfnger-Front-End zu einer Degra-dierung der Signalqualitt bei.

Besonders kritisch sind hierbei die Intermodulationsprodukte dritter Ordnung (IIP3),da diese nahe an den gewnschten Signalfrequenzen entstehen und somit gegebenenfallsnicht mehr ausreichend gefiltert werden knnen. Fr die Frequenzlage der Intermodula-tionsprodukte dritter Ordnung bei den Eingangssignalen f1 und f2 gilt

fIM3 = 2f1 f2 (2.1)

11 dB Kompressionspunkt (in dBm), engl.: 1 dB compression point2Eingangsinterceptpunkt dritter Ordnung (in dBm), engl.: input third order intercept point

8 Kapitel 2: Grundlagen

Aus

gang

slei

stun

g [d

Bm

]

Eingangsleistung [dBm]

Pein IIP3

OIP3

IM3

Paus

PIM3

LinearIM 3. Ordnung

1dB

P1dB

Abbildung 2.1: Schematische Darstellung von P1dB und IIP3 beziehungsweise OIP3und IM3 in Abhngigkeit der Eingangsleistung P ein.

beziehungsweise

fIM3+ = 2f2 f1. (2.2)

Der Betrag des IM33 hngt dabei vom IIP3 beziehungsweise OIP34 des Front-End sowieder Signalleistung der Eingangs- (Pein) respektive Ausgangssignale (P aus) ab. Es gilt [9]

IM3 = P aus P IM3 = 2 (IIP3 P ein) . (2.3)

Abbildung 2.1 stellt diesen Zusammenhang dar.

Gerade im Umfeld breitbandiger mehrstufiger Superheterodyneempfnger mit unter-schiedlichen Filterbandbreiten in den verschiedenen ZF5-Lagen ist auf eine ausreichendeLinearitt des Front-End zu achten. Wie in Abbildung 2.2 vereinfacht dargestellt ist,knnen auf Grund der vergleichsweise groen Filterbandbreiten am Antenneneingangunerwnschte Signale (f1 und f2) mit hohen Leistungspegeln zu nichtlinearen Verzer-rungen fhren. Zwar werden die Eingangssignale in der entsprechenden ZF-Lage durchdie ZF-Filter unterdrckt, jedoch knnen bei ungnstigen Frequenzkonstellationen In-termodulationsprodukte in den Durchlassbereich dieser Filter fallen und somit zu einerDegradierung der Signalqualitt fhren.

Je hher also der IIP3 des Front-End liegt, um so geringer sind die resultierenden Pegelder Intermodulationsprodukte beziehungsweise um so robuster ist der Empfnger gegen-ber diesen unerwnschten Strsignalen.

Die Linearitt eines Front-End ist abhngig vom IIP3 der Komponenten sowie derenVerstrkung entlang der Empfngerkette. An Hand der Darstellung in Abbildung 2.3 solldies verdeutlicht werden.

Fr die Berechnung des gesamten IIP3 der in Abbildung 2.3 gezeigten Kaskade ist zu-nchst die Kenntnis des quivalenten Interceptpunkts IIP3n in, bezogen auf den System-

3Pegeldifferenz zwischen Ausgangssignal und Intermodulationsprodukt dritter Ordnung (in dB)4Ausgangsinterceptpunkt dritter Ordnung (in dBm), engl.: output third order intercept point5Zwischenfrequenz

2.1. Analoges Front-End 9

Freq(2f1-f2)

|S(f)|

f1 f2 (2f2-f1)

Preselektionsfilter

ZF-Filter

Abbildung 2.2: Schematische Darstellung der Auswirkungen nichtlinearer Verzer-rungen in Empfngern.

IIP3 ,a Ga IIP3 ,b Gb IIP3 ,c Gc

Abbildung 2.3: Kaskade aus Komponenten, welche durch deren Eingangsintercept-punkt dritter Ordnung IIP3 sowie deren Verstrkung G definiert sind.

eingang der einzelnen Elemente, ntig. Dieser berechnet sich fr das n-te Element zu

IIP3n in = IIP3n Gn-1 Gn-2 Gn-n+1. (2.4)

Dabei wird das Kaskadenelement mit dem geringsten quivalenten Interceptpunkt dieLinearitt des Gesamtsystems limitieren. Zudem zeigt sich, dass mit zunehmender Ver-strkung G eines Elements der quivalente IIP3 der folgenden Komponenten und damitder IIP3sys des Gesamtsystems degradiert wird.

Die ermittelten quivalenten Interceptpunkte werden nun gem

IIP3sys = 10 log10

(1

1IIP3n in lin

+ 1IIP3n-1 in lin

+ + 1IIP31 in lin

)dB (2.5)

mit

IIP3n in lin = 10IIP3n in

10 (2.6)

addiert, so dass der IIP3 des Gesamtsystems (IIP3sys) bestimmt werden kann [10].

2.1.2 Empfindlichkeit

Die minimale Eingangssignalleistung eines Empfngers, die innerhalb einer bestimmtenBandbreite B empfangen werden kann, wird durch die Empfindlichkeit beziehungsweiseSensitivitt Smin des Front-End quantifiziert. Diese ist dabei im wesentlichen von derRauschleistung Pn aus am analogen Ausgang des Empfngers abhngig. Je nach Signal-szenario ist zudem ein bestimmtes SNR6 erforderlich, was die Empfindlichkeit des Emp-fngers entsprechend reduziert.

Die thermische Rauschleistung Pn 0 bei einer quivalenten Rauschbandbreite von B0 =1Hz bei einer Temperatur T0 = 290 K mit der Boltzmann-Konstante k ergibt sich aus [9]

Pn 0 = kT0 B0 4, 002 1021 W 174 dBm. (2.7)

6Signal-Rausch-Verhltnis, engl.: signal to noise ratio


EIN

Pn ein

Smin ein

AUS

Smin ausGFE

Pn ein

Pn ausNF

SNR

SNR+NF GFE+NF

Pn 0

10 log ( /1Hz)dB10 B

Abbildung 2.4: Pegelplan am Front-End-Eingang (EIN) und Front-End-Ausgang(AUS) zur Darstellung der Auswirkung von Empfangsbandbreite undRauschbeitrgen eines Empfngers auf die Empfindlichkeit des Front-End.

NF ,a Ga NF ,b Gb NF ,c Gc

Abbildung 2.5: Kaskade aus Komponenten, welche durch deren Rauschzahl NF sowieVerstrkung G definiert sind.

Diese Rauschleistung wird durch die analoge Ausgangsbandbreite B, die Gesamtverstr-kung G und die Rauschzahl NF des Front-End erhht. Damit folgt fr die Empfind-lichkeit eines Empfngers unter Bercksichtigung der Front-End-Verstrkung GFE einesbestimmten SNR [9]

Smin aus = Pn 0 + 10 log10

(B

1Hz

)dB + NF +GFE + SNR

= Pn ein + NF +GFE + SNR

= Pn aus + SNR.

(2.8)

Abbildung 2.4 stellt diese Zusammenhnge graphisch dar.

Dabei ist die NF ein logarithmisches Ma fr das Verhltnis von SNR am Eingang zuSNR am Ausgang des Empfngers. Es beschreibt also den zustzlichen Rauschbeitragder Empfngerkette und berechnet sich mit

NF = 10 log10SNReinSNRaus

dB. (2.9)

Die Gesamtrauschzahl eines Front-End setzt sich aus den Rauschbeitrgen der Kompo-nenten entlang der Empfngerkette zusammen. An Hand des Beispiels in Abbildung 2.5soll dies verdeutlicht werden. Es gilt gem [11]

FFE = F a +F b 1Glin a

+F c 1

Glin aGlin b(2.10)

mit dem Rauschfaktor

F = 10NF10 (2.11)

und der Verstrkung

Glin = 10G10 . (2.12)

2.2. Frequenzumsetzung 11

f1(fHF, fZF)

f2(fLO)

f3(fZF, fHF) = f3 = |f1 f2|

Abbildung 2.6: Frequenzumsetzung an einem idealen Mischer.

Fr die Erzielung maximaler Empfindlichkeit eines Front-End ist es also erforderlich,den Rauschbeitrag des Empfngers zu minimieren, welcher durch dessen Rauschzahl NFquantifiziert wird. An Hand von Gleichung 2.10 wird ersichtlich, dass gerade die NFder ersten Komponenten eines Front-End einen gravierenden Einfluss auf die Gesam-trauschzahl des Empfngers haben. Dies muss bei der Dimensionierung des Front-Endbercksichtigt werden.

2.2 Frequenzumsetzung

Geht man von einem idealen Mischer aus, so lsst sich der Vorgang der Frequenzumset-zung durch eine Multiplikation der beiden Signale mit den Amplituden A beziehungsweiseB und deren Signalfrequenzen f1 und f2 beschreiben (vgl. Abb. 2.6)

(A sin 2f1t) (B sin 2f2t) =AB

2[cos (2f1 2f2) t cos (2f1 + 2f2) t] . (2.13)

Durch die Multiplikation lsst sich also eine Frequenzumsetzung des Eingangssignals vonf1 in eine hhere (f3 = f1+f2) oder niedrigere (f3 = f1f2) Frequenzlage erreichen. Dasgewnschte Signalband muss daher durch ein entsprechendes Filter selektiert werden.

Allgemein lsst sich die Frequenzumsetzung formulieren zu

f3 = |f1 f2| . (2.14)

Abbildung 2.6 zeigt die Zusammenhnge der Ein- und Ausgangsfrequenzen an einemidealen Mischer. Zu beachten ist die Kennzeichnung des Ein- und Ausgangssignals beider Abwrtsmischung als HF7-Eingang und ZF-Ausgang beziehungsweise ZF-Eingangund HF-Ausgang bei der Aufwrtsmischung. Dabei muss unterschieden werden zwischenden Bezeichnungen an den Ein- und Ausgngen eines konkreten Mischers sowie denBenennungen der umgesetzten beziehungsweise umzusetzenden Frequenzen [12]. So wr-de die Frequenzumsetzung in eine hohe ZF-Lage beispielsweise mit Hilfe des MischersHMC557LC4 [13] erfolgen, indem man das Eingangssignal auf den ZF-Ausgang des Mi-scher legt, wohingegen das gewnschte ZF-Signal am HF-Eingang des Mischers abgegrif-fen werden msste.

2.2.1 Abwrtsmischung

Durch Gleichung 2.14 wird deutlich, dass bei der Abwrtsmischung neben dem gewnsch-ten Eingangssignal auch eine zweite Frequenzlage auf die entsprechende ZF-Lage umge-setzt wird. So werden zum Beispiel bei der sogenannten tiefen LO-Einspeisung (f1 w > f2)

7Hochfrequenz
http://www.hittite.com/content/documents/data_sheet/hmc557lc4.pdf


|S(f)|

Freqf1 sp f2 f1 w

f3 f3

f3

f3 f3

-f3-f1 sp-f2-f1 w

Abbildung 2.7: Prinzipdarstellung der Spiegelfrequenzproblematik bei Frequenzum-setzung des gewnschten Signalbands um f1 w in eine tiefer gelegeneZwischenfrequenzlage f3 bei tiefer LO-Einspeisung.

bei der Frequenzumsetzung in eine tiefere ZF-Lage (f1 > f3) sowohl die gewnschte Fre-quenz f1 w

f3 = f1 w f2, (2.15)

als auch eine zweite sogenannte Spiegelfrequenz f1 sp

f3 = f2 f1 sp (2.16)

auf die ZF-Lage f3 herabgemischt (vgl. Abb. 2.7). Entsprechendes gilt fr die hohe LO-Einspeisung (f1 w < f2). Es muss daher durch entsprechende Filterung sichergestellt sein,dass vor der Frequenzumsetzung der Bereich potentieller Spiegelfrequenzen ausreichendstark unterdrckt wird.

2.2.2 Aufwrtsmischung

Bei der Aufwrtsmischung resultieren gem 2.14 die zwei Nutzbnder bestehend ausdem sogenannten Oberband

f3 o = f1 w + f2 (2.17)

sowie dem Unterband

f3 u = f2 f1 w. (2.18)

Es muss zwar auch hier auf eine ausreichende Unterdrckung der Spiegelfrequenz f1 spgeachtet werden, was sich jedoch auf Grund des groen Abstandes zum Nutzband starkvereinfacht. Es gilt

f1 sp = f3 + f2. (2.19)

Im Falle der Aufwrtsmischung in das Oberband (f3 o > f2) gestaltet sich daher dieUnterdrckung der Spiegelfrequenzen auf Grund des greren Abstandes zum Nutzbanddeutlich einfacher als bei der Aufwrtsmischung in das Unterband (f3 u < f2). AusGleichung 2.19 lsst sich zudem folgern, dass durch die Wahl einer hohen ZF-Lage beider Aufwrtsmischung die Unterdrckung der Spiegelfrequenzen zustzlich erleichtertwird. Abbildung 2.8 verdeutlicht diese Zusammenhnge.

Auf Grund der hohen Frequenzanforderungen breitbandiger Mischer werden fr die mul-tiplikative Mischung zur Realisierung der Schaltvorgnge zum Beispiel Schottky-Diodenmit sehr kleiner Sperrschichtkapazitt verwendet [12]. Da diese Schalter nicht exakt linear

2.3. Frequenzsynthese 13

|S(f)|

Freqf3 u f2 f3 o

f1 f1

f1 w

f1 f1

-f1 w-f3 u-f2-f3 o f1 sp-f1 sp

Abbildung 2.8: Prinzipdarstellung der Frequenzumsetzung des gewnschten Signal-bandes um f1 w in eine hher gelegene Zwischenfrequenzlage f3 u be-ziehungsweise f3 o.

arbeiten, entstehen bei der Frequenzumsetzung zustzlich unerwnschte Mischprodukte,deren Frequenzlage sich durch Erweiterung von Gleichung 2.14 beschreiben lsst

f3 = |mf1 nf2| . (m,n N) (2.20)

Diese mssen bei der Frequenzplanung eines Systems unbedingt bercksichtigt werden.

2.3 Frequenzsynthese

Ein fr die Frequenzumsetzung erforderliches Modul zur Frequenzsynthese (im Kontexteiner Frequenzumsetzung wird dieses als LO bezeichnet) dient der Generierung einerbestimmten Anzahl an Frequenzen (fsyn), welche sich aus einer oder mehreren Referenz-frequenzen (fref) ableiten [14,15].

Grundstzlich lsst sich diese Operation beschreiben durch [16]

fsyn = frefn

M. (n,M N) (2.21)

2.3.1 Kennzahlen

Im Folgenden werden die wichtigsten Parameter zur Charakterisierung eines Frequenz-synthesizers dargelegt [17].

Spektrale Reinheit Ein ideales Ausgangssignal eines Frequenzsynthesizers wrde mandurch ein monofrequentes Signal an der Stelle fsyn im Ausgangsspektrum darstellen. Inder Realitt kommt es jedoch zu Degradierungen der Signalqualitt durch stochastischeAbweichungen der Signalphase sowie zu unerwnschten Strsignalen auf Grund von pa-rasitrer Frequenzmodulation sowie Nichtidealitten der verwendeten Synthesizerkom-ponenten. Dabei sind Phasenschwankungen des Ausgangssignals Hauptursache fr dieVerunreinigung des Signalspektrums eines Synthesizers.

Ausgehend von einem Synthesizerausgangssignal

usyn(t) = usyn cos (2 fsyn t+(t)) (2.22)

mit der Amplitude usyn und der nominellen Ausgangsfrequenz unterscheidet man imWesentlichen drei Arten der Phasenabweichungen (t) [18]:

Systematische Abweichung auf Grund der Langzeitdrift der verwendeten Oszilla-toren


Deterministische periodische Abweichungen der Signalphase auf Grund von uner-wnschter Frequenz- oder Phasenmodulation

Zufllige Abweichungen, verursacht durch Rauschen der verwendeten Synthesizer-komponenten

Hierbei gilt die mathematische Beschreibung der Phasenabweichung [19]

(t) = a t2 + sin (2 fm t) + (t) . (2.23)

Der erste Term aus Gleichung 2.23 (a t2) beschreibt die Langzeitdrift eines Synthesizers.Sie hngt von den Eigenschaften der verwendeten Oszillatoren ab. Typische Werte vonQuarzoszillatoren sind Abweichungen von wenigen 100ppb8 pro Jahr [2022].

Der zweite Term (fm) beschreibt die periodische Abweichung der Signalphase bei einerFrequenzablage f = fm von der Trgerfrequenz fsyn des Synthesizersignals gem

(t) = sin (2 fm t) . (2.24)

Diese unerwnschte Frequenzmodulation des Ausgangssignals durch eine mit fm periodi-sche Strgre konstanter Amplitude , fhrt zu Verzerrungen im Ausgangsspektrumdes Synthesizers. Ein typisches Fehlerszenario wre hier zum Beispiel die Kopplung derPhasenvergleichsfrequenz fm = fPFD auf die Abstimmleitung des VCO9 in einer PLL10.

Setzt man nun Gleichung 2.24 in Gleichung 2.22 ein, so ergibt sich fr das Ausgangssignaldes Synthesizers usyn(t)

usyn(t, fm) = usyn cos (2 fsyn t+ sin (2 fm t)) . (2.25)

Hieraus folgt mit dem Additionstheorem fr trigonometrische Formeln:

usyn(t, fm) = usyn [cos (2 fsyn t) cos ( sin (2 fm t)) sin (2 fsyn t) sin ( sin (2 fm t))] .

(2.26)

Fr kleine Abweichungen der Phase ( (fm)


fHF

|S(f)|

fHF s fZF

fLO fLO s

fLO

fHF fZF|S(f)|

|S(f)|

Freq Freq

Freq

Abbildung 2.9: Degradierung der Signalqualitt auf Grund von Strfrequenzen imAusgangsspektrum des Frequenzsynthesizers.

verknpft. L(f ) beschreibt das Verhltnis aus Rauschleistung und Signalleistung derTrgerschwingung bei einem Frequenzoffset f bezogen auf eine Bandbreite von 1Hz[19].

Zustzliche Degradierungen des Synthesizerausgangsspektrums durch unerwnschte Str-signale knnen viele weitere Ursachen haben. Zum einen entstehen durch die Verwendungvon Frequenzteilern innerhalb des Synthesizers subharmonische Signalanteile des Aus-gangssignals. Diese knnen durch Fehlanpassungen auf den Synthesizerausgang reflektiertwerden, wodurch sie ebenfalls im Ausgangsspektrum prsent wren. Zudem knnen aufGrund von nichtlinearen Verzerrungen neben Subharmonischen auch Harmonische desAusgangssignals, beispielsweise durch die bersteuerung von LO-Verstrkern, generiertwerden. Da diese jedoch um ein ganzzahliges Vielfaches hher sind als das gewnschteSynthesizersignal, knnen sie leicht durch entsprechende Tiefpassfilterung unterdrcktwerden.

Die Auswirkungen der beschriebenen spektralen Verunreinigungen des Synthesizeraus-gangsspektrums knnen am Beispiel der Frequenzumsetzung verdeutlicht werden (vgl.Abschn. 2.2). Ausgangspunkt ist ein nichtidealer Lokaloszillator, welcher neben dem ge-wnschten LO-Signal auch ein unerwnschtes Strsignal enthlt (vgl. Abb. 2.9).

In Abhngigkeit von der Signalleistung der unerwnschten LO-Strfrequenz fLO s kannes bei der Frequenzumsetzung zu einer Degradierung der Signalqualitt des Nutzsignalsin der ZF-Lage kommen. Befinden sich wie im Beispiel aus Abbildung 2.9 am HF-Eingangdes Mischers neben dem gewnschten Signal bei fHF auch unerwnschte Strsignale beifHF s = fHF+|fLO fLO s|, so berlagern diese in der ZF-Lage das eigentliche Nutzsignal.Diese parasitre Frequenzumsetzung fhrt dem zur Folge zu einer Degradierung der Sig-nalqualitt.

Zudem kann es, wie in Abbildung 2.10 dargestellt ist, auf Grund von sogenannten Blo-ckern, also unerwnschten Signalen mit hoher Leistung in der Nhe der zu empfange-nen Signalfrequenzen, zu einer Desensibilisierung des Front-End kommen. Mageblichhierfr ist das LO-Phasenrauschen. Beim Vorgang der Frequenzumsetzung wird das LO-Phasenrauschen auf die Eingangssignale des Mischers moduliert (reziprokes Mischen). Jenach Signalpegel des Blockers beziehungsweise LO-Phasenrauschleistung bei einem Off-set f = |fHF fHF b| knnen die gewnschten Eingangssignalpegel wegen der damitverbundenen Desensibilisierung des Front-End unter Umstnden nicht mehr detektiertwerden [16].


Freq

|S(f)|

f fHF fZF

FreqfLO

|S(f)|

|S(f)|

HF b fLO

fHF fZF

Freq

Abbildung 2.10: Desensibilisierung des Empfnger-Front-End auf Grund von rezi-proken Mischens.

Freqfref

|S(f)|

Synthesizerfref

Freqfsyn min

|S(f)|

fsyn max

Df

fsyn

Abbildung 2.11: Schematische Darstellung der Frequenzerzeugung durch einen Syn-thesizer.

Fr das maximal zulssige Phasenrauschen des LO gilt daher [25]

L(f )LO PHF PHF b(f) SNR 10 log10(

B

1Hz

)dBc/Hz (2.29)

mit dem Pegel des gewnschten Signals PHF beziehungsweise dem Strsignal PHF b beieinem Frequenzabstand f zum Nutzsignal mit der Bandbreite B.

Die dargelegten Auswirkungen von Synthesizernichtidealitten zeigen, dass insbesonderedas maximal zulssige Phasenrauschen des Frequenzsynthesizers innerhalb eines Front-End entsprechend der erforderlichen Randbedingungen des Empfngersystems sorgfltiganalysiert werden muss.

Abstimmbereich und Auflsung Der Abstimmbereich eines Frequenzsynthesizersdefiniert sich durch die maximal und minimal zu erzeugenden Frequenzen fsyn max be-ziehungsweise fsyn min, welche aus einer Referenzfrequenz fref abgeleitet werden knnen.Innerhalb dieses Abstimmbereichs knnen Frequenzen mit einer bestimmten Schrittwei-te beziehungsweise Frequenzauflsung f generiert werden. Abbildung 2.11 verdeutlichtdiese Zusammenhnge.

Je nach Anwendung ergeben sich hierbei unterschiedliche Anforderungen an den Synthe-sizer. So ist im Zusammenhang mit Messapplikationen ein sehr hoher Abstimmbereichmit hoher Frequenzauflsung erforderlich. Beispielsweise verfgt der Spektrumsanalysa-tor FSUP26 [26] der Firma Rohde & Schwarz ber einen Frequenzbereich von 1 MHzbis 26,5 GHz bei einer Frequenzauflsung von 0,01 Hz. Fr dedizierte Systeme, wie zumBeispiel im Bereich der Kommunikationstechnik, die sich auf wenige Frequenzbnder be-schrnken, werden hingegen deutlich geringere Anforderungen an den Frequenzbereichdes Synthesizers gestellt (vgl. Tab. 2.1).
http://www2.rohde-schwarz.com/file_11790/FSUP_bro_de.pdf


Tabelle 2.1: Anforderungen an den Abstimmbereich der Frequenzsynthese fr ver-schiedene Kommunikationssysteme in Deutschland [19,27,28].

StandardFrequenzband [MHz] Kanalbandbreite [MHz]

(Abstimmbereich [MHz]) (Auflsung [MHz])

GSM 900 880 - 960 (80) 0,2 (0,2)GSM 1800 1710 - 1880 (170) 0,2 (0,2)

UMTS 1920 - 2170 (125) 5 (0,2)Bluetooth 2402 - 2480 (78) 1 (1)

Fre

quen

z

Zeit

f2

f1

t0 t1 t2

Df

Abbildung 2.12: Schematische Darstellung der Einschwingzeit eines Synthesizers beieinem Frequenzwechsel von f1 nach f2.

Einschwingzeit In Systemen, die ein schnelles Umschalten zwischen verschiedenenFrequenzbndern erforderlich machen, ist die Einschwingzeit des Synthesizers ein wich-tiger Parameter. Die Einschwingzeit wird dabei als die bentigte Zeit beim Umschaltenzwischen zwei Frequenzen bezeichnet. Der prinzipielle Verlauf beim Umschalten einesSynthesizers von Frequenz f1 zu f2 ist in Abbildung 2.12 dargestellt.

Die Einschwingzeit umfasst die Zeitspanne vom Steuerkommando zum Frequenzwechselt0 einschlielich des bergangs von f1 (t1) bis f2 (t2). Dabei wird eine Genauigkeits-schwelle f definiert, welche die maximal zulssige Abweichung von der Zielfrequenz f2beschreibt.

Im Kontext eines Scan-Empfngers ist die Einschwingzeit des Synthesizers von gr-ter Bedeutung, da sie einen limitierenden Faktor bezglich der maximal zu erreichen-den Scan-Geschwindigkeit darstellt. Im Scan-Betrieb wird der gesamte zu berwachendeEingangsfrequenzbereich von fein min bis fein max mit einer definierten Schrittweite f(< Echtzeitbandbreite des Empfngers) durchlaufen. Dabei wird der Frequenzbereich insogenannte Frequenz-Zeitkacheln unterteilt. Die Gre einer solchen Kachel setzt sichaus der Echtzeitbandbreite des Empfngers, welche die Frequenzschrittweite f fest-legt sowie der zum Einschwingen und zur Datenerfassung bentigten Zeit t zusammen.Abbildung 2.13 verdeutlicht das Prinzip der Frequenz-Zeitkacheln.

Geht man beispielsweise fr das KAIMAN-System von einer Scan-Geschwindigkeit von10GHz/s und einer Echtzeitbandbreite von 50 MHz aus, so betrgt die maximal zuls-


Freq

Zeitt t+D

fin max

f

t

f+Df

fin min

Abbildung 2.13: Prinzipdarstellung der Unterteilung des Frequenzbereichs inFrequenz-Zeitkacheln beim Scan-Modus des Empfngers.

1/R

1/N

Kf Z(s)KVCO

s

f ref

f VCO

R-Teiler

N-Teiler

Phasenfrequenz-detektor

SchleifenfilterVCO

Referenzfrequenz-oszillator

Abbildung 2.14: Blockschaltbild einer Single-Loop PLL [29].

sige Verweildauer auf einer Frequenz-Zeitkachel 5 ms. Innerhalb dieser Zeit mssen dieEinschwingvorgnge der Frequenz-Synthesizer sowie aller anderen Empfngermodule ab-geschlossen und die Datenakquisition beendet sein.

2.3.2 Phasenregelschleife

PLL-basierte Frequenzsynthesizer bieten einen guten Kompromiss aus spektraler Rein-heit, Einschwingzeit, Leistungsverbrauch sowie Integrationsdichte und werden daher invielen Systemen zur Funkbertragung eingesetzt [19]. Abbildung 2.14 zeigt an Hand einesvereinfachten Blockschaltbildes die grundlegenden Elemente einer einstufigen Phasenre-gelschleife. Sie besteht aus einem Referenzfrequenzoszillator und einem VCO, welcherdurch den R- beziehungsweise N -Teiler auf die gewnschte Phasenvergleichsfrequenz her-untergeteilt wird. Je nach Phasenunterschied zwischen den Teilerausgngen erzeugt dieLadungspumpe im Phasenfrequenzdetektor einen Strompuls, der - ber das Schleifenfil-ter aufintegriert - die Regelspannung fr den VCO liefert. Somit kann die Phase des VCOnachgeregelt werden, bis sie synchron zur Phase des Referenztaktoszillators luft.

Ziel einer PLL ist es also, die Phase des VCO an die Phase des Referenzfrequenzoszillatorszu koppeln, so dass gilt

fVCO = frefN

R. (2.30)

Die Ladungspumpe des Phasenfrequenzdetektors erzeugt einen Strompuls, dessen Betrag


mit K proportional zum Phasenunterschied zwischen der PLL-Ausgangsfrequenz undder Referenzfrequenz ist. Entsprechend der bertragungsfunktion Z(s) des Schleifenfil-ters wird aus dem Strompuls die entsprechende Steuerspannung fr den VCO gebildet.Die Ausgangsfrequenz des VCO wird dabei proportional zu KVCO nachgeregelt. Da essich bei einer Phasenregelschleife um ein einfach rckgekoppeltes System handelt, lsstsich die Kreisverstrkung beschreiben durch [29]

Gcl(s) =G(s)

1 +G(s)H(2.31)

mit der Vorwrtsverstrkung

G(s) =KKVCOZ(s)

s. (2.32)

Weil die bertragungsfunktion aus Gleichung 2.32 das Verhltnis von Ausgangsphasezu Eingangsphase beschreiben soll, jedoch der VCO eine Frequenz ausgibt, muss dieentsprechende Phase durch Integration der VCO-Frequenz (Division durch s = j =j2f) gebildet werden.

Der N -Teiler im Rckkoppelpfad bestimmt die Rckkopplungsverstrkung

H =1

N. (2.33)

Trennt man die Regelschleife nach dem N -Teiler auf, so erhlt man die bertragungs-funktion der offenen Regelschleife

Gol(s) = G(s)H, (2.34)

die zur Analyse der Stabilitt des Regelkreises verwendet wird.

Die Schleifenbandbreite corner und die Phasenreserve der Phasenregelschleife ergebensich zu [29]

|Gol( jcorner)| = 1 (2.35)beziehungsweise

= 180 Gol( jcorner) . (2.36)

Fr die Analyse des Phasenrauschens des Frequenzsynthesizers ist die Kenntnis derRauschbertragungsfunktionen der einzelnen PLL-Komponenten entscheidend. Dabeigilt, dass die bertragungsfunktionen der PLL-internen Rauschquellen (zum Beipiel Tei-ler, Ladungspumpe, Phasenfrequenzdetektor, etc.) den Faktor

G(s)

1 +G(s)H(2.37)

beziehungsweise fr den Referenzoszillator den Faktor

1

R G(s)1 +G(s)H

(2.38)

gemein haben, wohingegen die bertragungfunktion des durch den VCO verursachtenPhasenrauschens mit

1

1 +G(s)H(2.39)


wc

N

Bet

rag

Frequenz

1

TF PLL + ReferenzfrequenzTF VCO

Bet

rag

| ( )|G sN

G( )s

Abbildung 2.15: Frequenzgang der Phasenbertragungsfunktionen der PLL-internenRauschquellen sowie des VCO-Rauschens [29].

beschrieben wird [29].

Alle Rauschquellen, die der bertragungsfunktion aus Gleichung 2.37 und 2.38 folgen,werden als Innenbandrauschquellen bezeichnet, da sie im wesentlichen das Phasenrau-schen der PLL innerhalb der Schleifenbandbreite corner dominieren. Abbildung 2.15zeigt den Frequenzgang der Phasenrauschbertragungsfunktionen von Innenbandrausch-quellen sowie des VCO unter der vereinfachten Annahme einer konstanten bertragungs-funktion Z(s) des Schleifenfilters [16].

Es lsst sich also vereinfacht sagen, dass innerhalb der Schleifenbandbreite das Gesamt-phasenrauschen des PLL-basierten LO durch die PLL-internen Rauschbeitrge bezie-hungsweise auerhalb der Schleifenbandbreite durch den Rauschbeitrag des VCO be-stimmt wird. Zudem folgt aus Gleichung 2.37, dass innerhalb der Schleifenbandbreitecorner die PLL-internen Rauschbeitrge (L(f )PLL) um den Faktor 20 log (N) (in dB)verstrkt werden. Damit gilt fr das Gesamtphasenrauschen

L(f )PLL int = L(f )PLL + 20 log (N) dB. (2.40)

Kapitel 3Konzeptarbeit

Bei der Konzeptionierung von Empfngern ergeben sich viele Entwurfsaspekte, die sichteilweise widersprchlich zueinander verhalten und nur durch Einschrnkungen bezie-hungsweise Kompromisse (engl.: Trade-off) zu realisieren sind [30, 31]. Parameter wieAnzahl und Lage der ZF, Linearitt des Front-End, NF, Verteilung und Dimensionie-rung der Verstrkerstufen entlang der analogen Empfangskette, Abstimmbereich derFrequenzsynthese, Verteilungskonzepte der Referenzfrequenzen sowie optimale Partitio-nierung zwischen analogem und digitalem Front-End (Analog-Digital-Balance) mssensorgfltig analysiert und fr das jeweilige Projektziel priorisiert werden. Dabei gilt esderen Einfluss auf Kosten und beanspruchte Platinenflche der verwendeten Bauteile zubestimmen.

So setzen beispielsweise Anwendungen mit starker Sendeleistung in der Nhe von sehrschwachen Empfangssignalen zur Vermeidung von Empfngerdesensibilisierung eine hoheSelektivitt der Front-End-Filter sowie eine sehr gute Linearitt der Eingangsverstrker,also insgesamt eine hohe Blocking-Festigkeit des Front-End voraus. Setzt man allerdingssteilflankige, bandbegrenzende Filter ein, muss man auf Grund der Durchlassdmpfungdieser Preselektionsfilter eine Reduzierung der NF in Kauf nehmen, was zu einer Desensi-bilisierung des Empfngers fhrt. Verzichtet man hingegen auf derartige Preselektionsfil-ter beziehungsweise beschrnkt man sich auf eine moderate Filterung des breitbandigenEingangssignals, so knnten Blocker mit im Vergleich zum Nutzsignal starker Eingangs-leistung eine Abregelung der AGC1 zu Folge haben, was dann wiederum eine verminderteSensitivitt bedeutet.

Es gilt also je nach Einsatzszenario abzuwgen, welche Empfngerparameter optimiertwerden sollen. Eine genaue Kenntnis deren Abhngigkeiten im Kontext gegebener Signal-szenarien ist dabei von entscheidender Bedeutung. Daher ist es zu Beginn des Empfn-gerentwurfs zunchst erforderlich, verschiedene Empfngerarchitekturen bezglich derProjektanforderungen (vgl. Abschn. 1.2) zu diskutieren, um im Anschluss daran eineentsprechende Konzeptionierung der erforderlichen Submodule vornehmen zu knnen.

1Automatische Verstrkerregelung, engl.: automatic gain control

22 Kapitel 3: Konzeptarbeit

Tiefpass

AntenneADC

n Bit

Vorselektion

VGA

AGC

Abbildung 3.1: Blockschaltbild des Direktabtastungskonzepts.

3.1 Konzept: analoges Front-End

Bei der Marktanalyse aktueller Empfngersysteme zeigt sich, dass die zu Grunde lie-genden analogen Empfngertopologien zum Teil erheblich voneinander abweichen. Sokommen neben Empfngerarchitekturen mit ein- oder mehrstufiger Frequenzuzmsetzungauch volldigitale Direktabtastungskonzepte zum Einsatz [4]. Eine optimale Realisie-rungsform lsst sich daher aus den vorliegenden Daten nicht ableiten, so dass eineDiskussion verschiedener Empfngertopologien am konkreten Beispiel der KAIMAN-Systemspezifikationen erfolgen muss. Auf Basis der ermittelten Empfngertopologie wer-den in den folgenden Abschnitten Aspekte der Frequenz- und Verstrkungsplanung un-tersucht.

3.1.1 Diskussion: Empfngertopologie

Der KAIMAN-Projektantrag sieht die Realisierung eines scan-fhigen (engl.: to scan =absuchen) Empfngers vor, welcher den Eingangsfrequenzbereich von 30 MHz bis 3 GHzmit einer Scan-Geschwindigkeit von bis zu 10GHz/s verarbeiten kann. Die Echtzeitband-breite des Empfngersystems, also die analoge Ausgangssignalbandbreite des Empfnger-Front-End, welche durch den ADC digitalisiert und der weiteren Signalverarbeitung zuge-fhrt wird, soll bis zu 50 MHz betragen, wobei die Filter der zweiten ZF nicht als statischesondern vielmehr als rekonfigurierbare Filterbank implementiert werden. Somit kann zwi-schen unterschiedlichen Filterbandbreiten von 5 MHz bis 50 MHz umgeschaltet werden.Neben den Bandbreitespezifikationen wurden fr das Front-End als obere Grenze derNF 15 dB angegeben, was beim Systementwurf entsprechend zu bercksichtigen ist. Dadie Projektanforderungen hohe Freiheitsgrade bezglich des Empfngerkonzepts zulas-sen, wurden zunchst unterschiedliche Empfngerarchitekturen hinsichtlich ihrer Eignungbetrachtet.

3.1.1.1 Direktabtastung

Auf Grund der zunehmenden Performanz kommerziell erhltlicher ADC knnen Ein-gangssignale in immer hheren Frequenzlagen direkt digitalisiert werden. Dies machtsich beispielsweise das sogenannte SDR2-Konzept zu Nutze, bei dem das Antennensignalinnerhalb der Empfngerkette so frh wie mglich abgetastet wird, so dass auf kritischeEmpfngerkomponenten wie PLL oder auch Mischer verzichtet werden kann (vgl. Abb.3.1) [32].

Neben einer regelbaren Verstrkung zur Aussteuerung des ADC mittels VGA3 und AGC

2Per Software konfigurierbare Sende- und Empfangsschaltung, engl.: software defined radio3Einstellbarer Verstrker, engl.: variable gain amplifier

3.1. Konzept: analoges Front-End 23

4 Bit

6 Bit

8 Bit

10 Bit

12 Bit

14 Bit

16 Bit

10 100 1000 10000

Abtastrate (MSa/s)

Analog Devices

Linear Technology

Maxim

National Semi.

Intersil

Texas Instruments

1 Bit / Oktave

Walden 1999sp

ezifiz

iert

e A

ufl

sung

Abbildung 3.2: Darstellung von Auflsung und Abtastrate kommerziell verfgbarerADC in Anlehnung an [40] (Stand August 2012).

ist somit fr eine Minimalauslegung eines SDR lediglich eine Vorselektion der gewnsch-ten HF-Bnder notwendig, um zum einen unerwnschte Aliaseffekte bei der Digitali-sierung zu vermeiden [33] und zum anderen eine bersteuerung des ADC durch starkeSignale auerhalb des Nutzbands zu verhindern [34]. Sobald das Antennensignal digita-lisiert wurde, knnen durch Verfahren der digitalen Signalverarbeitung die gewnschtenBasisbandsignale extrahiert werden.

Der sehr geringe analoge Anteil des Direct-Sampling-Empfngers macht diese Architekturalso gerade fr abstimmbare und rekonfigurierbare Front-Ends sehr interessant. Ist zumBeispiel eine analoge Filterbank zur Bereitstellung verschiedener Bandbreiten und/oderMittenfrequenzen sehr kosten- und platzintensiv (z.B. [35]), so lsst sich innerhalb einesLogikbausteins jede beliebige Filterfunktion durch entsprechende Softwareeinstellungenrealisieren. Im Gegensatz zu ihrem analogen Pendant sind digitale Filter unabhngig vonBauteil- oder Temperaturschwankungen und lassen sich leicht reproduzieren, was geradefr die Massenfertigung von Produkten relevant ist. Da die Selektivitt des Empfn-gers hier allerdings zum Groteil im digitalen Bereich realisiert wird, ergeben sich hoheLinearittsanforderungen an die verwendeten analogen Verstrkerstufen [36].

Die genannten Vorteile, welche man durch den reduzierten Analogteil des Empfngerserzielt, werden durch hohe Anforderungen an den ADC erkauft [37]. Geht man von einerBandbreite des Antennensignals von 3 GHz aus, so wre fr eine direkte Abtastung eineAbtastrate von mindestens 6 GSa/s erforderlich. Zwar war in den letzten Jahren einebeachtliche Entwicklung auf dem Forschungsbereich der integrierten Technologien zubeobachten [38], so sind jedoch auch noch heute ADC mit derart hohen Abtastraten nurmit moderater Auflsung erhltlich [39].

Zudem muss bercksichtigt werden, dass mit zunehmenden Abtastraten eine Reduktiondes realisierbaren Dynamikbereichs einhergeht. In einer Verffentlichung von 1999 [40]konnte Robert H. Walden durch Marktanalysen nachweisen, dass ein Zusammenhangzwischen der zur Verfgung stehenden Auflsung und maximalen Abtastrate aktuellerADC besteht. Ein berblick ber den Stand der Technik ergab, dass ab einer bestimmtenAbtastrate die erzielbare Auflsung kommerzieller ADC einem fallenden Trend folgt. Eskonnte gezeigt werden, dass ab diesem Punkt fr jede Verdoppelung der Abtastrate dieverfgbare Auflsung der hierfr in Frage kommenden ADC um 1 Bit nachlie.

In Abbildung 3.2 ist eine bersicht aktueller kommerziell verfgbarer ADC dargestellt.Diese Darstellung besttigt den von Walden proklamierten Trend, wobei sich allerdingsdie Grenze der maximalen Abtastrate erhht hat. Gem den vorliegenden Daten betrgt


1E+03

1E+04

1E+05

1E+06

1E+07

1E+08

1E+09

1E+10

1E+11

10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120

BW

[Hz]

SNDR [dB]

ISSCC 2010

VLSI 2010

ISSCC 1997-2009

VLSI 1997-2009

Jitter=1psrms

Jitter=0.1psrms

Abbildung 3.3: Darstellung der Abhngigkeit zwischen SNDR und der analogen Si-gnalbandbreite des ADC-Eingangsignals [38].

die maximale Abtastrate fr ADC mit einer Auflsung von 16 Bit 250 MSa/s. Fr hhereAbtstraten lsst sich die mit 1 Bit pro Oktave abnehemende ADC-Auflsung nachvoll-ziehen. Auch in aktuellen Publikationen konnte dieser Trend besttigt werden [41].

Dieser Zusammenhang hat zur Folge, dass sich zwar bei einer Verdoppelung der Abtastra-te die Quantisierungsrauschleistungsdichte um 3 dB reduziert, jedoch ab der jeweiligentechnologiebedingten Grenze die damit einhergehende Reduzierung der ADC-Auflsungzu einer SNR-Degradierung von ca. 6 dB pro Bit gem

SNRq = 6, 02N + 1, 76 (3.1)

fhrt. N reprsentiert dabei die Anzahl an Bits.

Dies verdeutlicht, dass fr die Einhaltung von Anforderungen hinsichtlich des Dynamik-bereichs eine Obergrenze fr die maximale Abtastrate gegeben ist. Ab einer technologie-bedingten Grenze fhrt jede Verdoppelung der Abtastrate zu einem effektiven Verlustan Dynamik um 3 dB. Fr die optimale Ausnutzung der aktuellen ADC-Technologienempfiehlt es sich daher, eine Abastrate zu whlen, die an dem beschriebenen Knickliegt.

Aber auch die Implementierung des SDR durch Bandpassunterabtastung einzelner Teil-bnder des Antennensignals wrde das Problem der groen Empfangsbandbreite desKAIMAN-Systems von ber zwei Dekaden nicht umgehen, da neben der maximalen Ab-tastrate auch die analoge Eingangsbandbreite der ADC limitiert ist. Abbildung 3.3 gibteinen berblick ber die Performanz aller im Zeitraum 1997 bis 2010 im Zusammen-hang mit der International Solid-State Circuits Conference sowie dem Symposia on VL-SI Technology and Circuits publizierten ADC-Konzepte. Dargestellt ist die Abhngigkeitzwischen SNDR4 und der analogen Signalbandbreite BW des ADC-Eingangssignals.

Zudem beschreibt die vereinfachte Gleichung 3.2 (nur gltig unter der Voraussetzung,dass das Amplitudenrauschen des ADC-Eingangssignals vernachlssigbar klein ist) dieSNR-Degradation des ADC-Ausgangssignals in Abhngigkeit sowohl vom RMS5-Takt-jitter JRMS, also der Genauigkeit des ADC-Abtasttaktes, als auch von der Frequenz des

4Signal- zu Str- und Rauschleistungsverhltnis, engl.: signal to noise and distortion ratio5Effektivwert, engl.: root mean square


Vorverstrkung TP

AGC

AntenneADC

n Bit

Vorselektion

LO1

VGA

AGCZF -1Filterbank

Bypass

SPDT SPDT BP

Abbildung 3.4: Blockschaltbild der einstufigen Frequenzumsetzungstopologie.

Eingangssignals fin [42]:

SNRj = 20 log10 (2finJRMS) . (3.2)

Gleichung 3.2 als auch Abbildung 3.3 verdeutlichen, dass auf Grund der physikalischenADC-Limitierung eine Direktabtastung fr das KAIMAN-System nicht in Frage kommenkann, da die ADC-Performanz bei Eingangsbandbreiten grer 3 GHz beziehungsweiseAbtastraten grer 6 GSa/s eine zu starke Degradierung der Empfngerempfindlichkeitzur Folge hat. Die mit hohen Abtastraten oder hohen Bandbreiten verbundene Desen-sibilisierung des Empfngers wrde daher die Vorteile eines reduzierten Analogteils imFront-End aufheben. Hinzu kommt, dass der erforderliche Frequenzbereich mehrere Ny-quistzonen berstreicht, so dass sich der Eingangsfrequenzbereich nicht durchgngig di-gitalisieren lsst, was wiederum fr den Einsatz als Scanempfnger erforderlich wre.Zudem ist die digitale Hardware zur Verarbeitung derart groer Datenraten sehr kos-tenintensiv, was dem KAIMAN-Konzept als kostengnstiges Empfngersystem ebenfallswidersprechen wrde.

Im Gegensatz zum Direct-Sampling- und Sub-Sampling-Prinzip kann bei Empfngertopo-logien mit analogen frequenzumsetzenden Stufen das breitbandige VHF/UHF-Eingangs-signal des KAIMAN-Empfngers auf eine feste ZF-Lage umgesetzt werden, um somitdas gewnschte Teilband in den Durchlassbereich eines ZF-Filters zu platzieren. Durchdie reduzierte Signalbandbreite und -frequenz entspannen sich somit die Anforderungenan die Analog-Digital-Umsetzung erheblich. Auf Grund dieser Vorteile wurden fr dasProjekt KAIMAN verschiedene Frequenzumsetzungskonzepte analysiert.

3.1.1.2 Einstufige Frequenzumsetzung

Die grte Herausforderung bei der Realisierung von Frequenzumsetzungen besteht ineiner geeigneten Frequenzplanung zur Bercksichtigung unerwnschter Mischprodukteund Spiegelfrequenzen (vgl. Abschn. 2.2). Mit zunehmender Zahl an frequenzumsetzen-den Stufen steigt daher auch die Komplexitt des Empfngersystems. Da es Zielstellungdieser Arbeit ist, ein analoges Front-End basierend auf einem mglichst hardwareeffizien-ten Ansatz zu realisieren, wird daher zunchst die Ausfhrung des KAIMAN-Empfngersauf einer einstufigen Frequenzumsetzungstopologie diskutiert, dessen Konzept in Abbil-dung 3.4 dargestellt ist.

Die Vorselektion des gewnschten Frequenzbands aus dem Antennensignal von 30 MHzbis 3 GHz erfolgt durch das entsprechende Bandpassfilter der Vorselektionsfilterbank. DieBandbreiten der Filter sind suboktav gestaffelt, das heit: die Filter weisen eine relativeBandbreite von jeweils kleiner 66,66% auf. Die Aufgabe des Vorselektionsfilters besteht


Freq

VorselektionsfilterbandZF1-Filterbank

fZF fZF

fHFfLOfSpiegelfZF

|S(f)|

Abbildung 3.5: Frequenzschema bei Frequenzumsetzung innerhalb des Durchlassbe-reiches breitbandiger Vorselektionsfilter bei einem einstufigen Umset-zungskonzept.

darin, einerseits die Harmonischen des Eingangssignals und andererseits die Spiegelfre-quenzen bei der Frequenzumsetzung zu unterdrcken. Je nach Wahl der ZF ergeben sichdabei mehr oder weniger hohe Anforderungen an diese Filter (vgl. Abschn. 2.2.1).

Um den Mischer vor bersteuerung zu schtzen, folgt auf die Preselektionsfilter ein re-konfigurierbares Vorverstrkermodul, welches, geregelt durch die AGC, auf den erforder-lichen Verstrkungs- oder Dmpfungsbereich umgeschaltet wird. Das fr die Frequenz-umsetzung erforderliche LO-Signal wird durch ein rekonfigurierbares Modul zur Fre-quenzsynthese generiert, so dass der gesamte Frequenzbereich von 30 MHz bis 3 GHzauf die gewnschte ZF-Lage umgesetzt werden kann. Das Frequenzband, welches oh-nehin bereits in der gewnschten ZF-Lage liegt, kann ber den Bypass direkt auf dasZF-Filter gefhrt werden.

Dabei muss beachtet werden, dass auf Grund der endlichen Isolation zwischen LO-Eingang und ZF-Ausgang des Mischers, entsprechend der gewhlten ZF-Bandbreite BZF,der Frequenzbereich von fZF BZF/2 bis fZF +BZF/2 nicht durch den Frequenzsynthe-sizer generiert werden darf, da dieser das gewnschte Nutzsignal berlagern wrde. Dasentsprechende Antennenband muss daher zustzlich direkt ber den Bypass auf das ZF-Filter geschaltet werden.

Das ZF-Signal wird durch eine BP6-Filterbank, welche entsprechend der geforderten ZF-Bandbreiten dimensioniert wird, bandbegrenzt und anschlieend durch den VGA ver-strkt. Die Verstrkung dient der optimalen Aussteuerung des ADC zur Erzielung best-mglicher SNR-Werte. Da der VGA entsprechend seiner Bandbreite zustzliche Rausch-leistung zur Rauschleistung des Gesamtsystems hinzuaddiert, wird die Verstrkungs-bandbreite des VGA bandbegrenzt.

Dieses Empfngerprinzip erscheint auf Grund der Verwendung von ausschlielich einerfrequenzumsetzenden Stufe als attraktive Variante, allerdings erweist sich auch hier dergroe Empfangsbereich von 30 MHz bis 3 GHz des KAIMAN-Systems als Ausschlusskri-terium. Wie in Abbildung 3.5 dargestellt, wre eine Unterteilung der Frequenzbnder ba-sierend auf einer Oktavstaffelung der Vorselektionsfilterbandbreiten bis 3 GHz nur bei derWahl einer sehr hohen Zwischenfrequenz fZF zulssig, um die Spiegelfrequenzen (fSpiegel)vollstndig unterdrcken zu knnen. Betrachtet man zum Beispiel das Frequenzband ei-nes Vorselektionsfilters von 1,5 GHz bis 2,4 GHz, so liegt bei einer ZF von 400 MHz undder LO-Frequenz von 1,95 GHz die Spiegelfrequenz fSpiegel im Durchlassbereich diesesFilters. Eine Spiegelfrequenzunterdrckung wre damit nicht mehr gegeben.

Es muss also sichergestellt werden, dass die maximale Filterbandbreite 2 fZF nicht ber-schreitet, so dass eine vollstndige Unterdrckung der Spiegelfrequenzen gewhrleistetist. Unter der Bercksichtigung der geforderten Spiegelfrequenzunterdrckung mit Band-

6Bandpass


Freq

ZF-Filter

fZF

fHF min fLO min

fZF

fLO max fHF max

|S(f)|

Abbildung 3.6: Frequenzschema bei Frequenzumsetzung innerhalb des in KAIMANspezifizierten Frequenzbereiches von 30MHz bis 3GHz bei einem ein-stufigen Umsetzungskonzept.

breiten der Vorselektionsfilter kleiner 2 fZF wren somit eine Vielzahl an Filterpfadennotwendig, um den gesamten Frequenzbereich von 30 MHz bis 3 GHz abzudecken. Dieshtte eine Erhhung der Komplexitt der Schaltung zur Folge, was ursprnglich durchdie Verwendung des einstufigen Frequenzumsetzungskonzepts verhindert werden sollte.

Alternativ knnte auch eine geeignet hohe ZF-Lage gewhlt werden, so dass die Spiegelfre-quenzen immer auerhalb des jeweiligen Durchlassbereichs der Preselektionsfilter liegen.Eine Erhhung der ZF-Lage wrde allerdings, wie bereits erlutert, eine Einschrnkungder ADC-Performanz mit sich bringen (vergleiche 3.1.1.1). So msste beispielsweise beieiner Vorselektionsbandbreite von 1 GHz die minimale ZF-Lage fZF = 500MHz betragen.Geht man von einer ADC-Taktgenauigkeit J = 1 ps aus, wrde das entsprechend Formel3.2 in einem SNR = 50 dB resultieren. Dem gegenber erhlt man unter gleichen Bedin-gungen fr eine ZF-Lage von nur 100 MHz ein SNR von 64 dB, also einen Gewinn von14 dB verglichen mit der Umsetzung auf eine hohe ZF-Lage. Hier zeigt sich der eingangsangesprochene Konflikt bei der Analyse einer ausgeglichenen Analog-Digital-Balance.

Ein weiterer Grund, der gegen das einstufige Empfngerkonzept spricht, ist der erfor-derliche Abstimmbereich des LO-Signals. Ohne Kenntnis des ADC und der Gte dessenTaktsignals sollte man zunchst von einer ZF-Lage im Bereich 100MHz < fZF < 200MHzausgehen, um den degradierenden Einfluss des ADC zu minimieren (vgl. Abb. 3.3). Gehtman nun von fZF = 150MHz aus, msste der LO im Stande sein, den Frequenzbereichvon fLO min = fHF min + fZF = 180MHz bis fLO max = fHF max fZF = 2, 85GHz ab-zudecken, um das Antennensignal ber zwei Dekaden in die ZF-Lage umzusetzen (vgl.Abb. 3.6). Ein VCO, welcher den erforderlichen Frequenzbereich abdeckt, ist zum Zeit-punkt der Erstellung dieser Arbeit nicht bekannt [4345], so dass die Generierung desLO-Signals mit einer PLL nicht mglich ist. Zwar knnte man durch den Einsatz mehrererparallelen VCO diesen Frequenzbereich erfassen, jedoch erfordert die zeitgleiche Prsenzmehrerer LO-Signale auf einem Board einen sehr hohen Aufwand, um diese ausreichendvoneinander zu entkoppeln. Zudem widerspricht der schaltungstechnische Aufwand, derfr das sequentielle Hinzu- oder Abschalten mehrerer VCO im Scan-Betrieb erforder-lich wre, der Idee des einstufigen Frequenzumsetzungskonzepts sowie der Intention desProjektes, die Komplexitt des analogen Empfngersegments so gering wie mglich zuhalten.

Eine Realisierung des KAIMAN-Empfngers auf der Basis einer einstufigen Frequenz-umsetzungstopologie erscheint daher auf Grund der genannten Einschrnkungen nichtpraktikabel.


Freq

Eingangssignalband ZF1-Filter

fHF min fHF max fLO min fLO max fHF max spiegel fHF min spiegel

|S(f)|

Abbildung 3.7: Frequenzschema bei Frequenzumsetzung des in KAIMAN spezifizier-ten Frequenzbereichs von 30MHz bis 3GHz auf eine hohe ZF-Lagebei einem mehrstufigen Umsetzungskonzept.

3.1.1.3 Mehrstufige Frequenzumsetzung

Bei mehrstufigen Frequenzumsetzungen muss auf eine geeignete Platzierung verschie-dener ZF-Lagen geachtet werden, womit sich die Komplexitt der Frequenzplanung er-hht [9]. Die Scan-Fhigkeit eines Empfngers mit mehreren frequenzumsetzenden Stufenlsst sich am einfachsten realisieren, indem man durch Variation der Frequenz des erstenLO das Eingangsfrequenzband in den Durchlassbereich des ZF-Filters der ersten (hohen)ZF-Lage hochmischt und daraufhin in einem zweiten Schritt das erste ZF-Band in einefeste, tiefer gelegene ZF-Lage umsetzt. Auch hierbei muss besonderes Augenmerk auf dieWahl der zweiten ZF-Lage gelegt werden, um eine ausreichende Spiegelfrequenzunter-drckung zu ermglichen.

Durch das mehrstufige Umsetzungskonzept wrde das in 3.1.1.2 beschriebene Problemder LO-Frequenzerzeugung ber einen Abstimmbereich von zwei Dekaden umgangen wer-den, indem man das Antennensignal nach der Vorselektion zunchst auf eine erste, ver-gleichsweise hohe ZF-Lage umsetzt. Whlt man zum Beispiel eine ZF von 7 GHz, somuss das fr die erste Frequenzumsetzung (ins Oberband) erforderliche LO-Signal nurnoch den Bereich von fLO min = 4GHz bis fLO max = 6, 97GHz abdecken, was einemAbstimmbereich von ca. 54% entspricht. Entsprechende VCOs und PLL-Chips sind alsCOTS-Bauteile erhltlich (z.B. [46,47]).

Wie bereits in Abschnitt 2.2.2 dargelegt wurde, hat die Wahl einer hohen ZF-Lage zudemden Vorteil, dass die Unterdrckung der Spiegelfrequenzen (entsprechend Gleichung 2.19:fHF min Spiegel = 13, 97GHz und fHF max Spiegel = 11GHz) durch den sehr groen Abstandzum entsprechenden Nutzsignal (fHF min = 0, 03GHz und fHF max = 3GHz) erleichtertund selbst bei moderater Flankensteilheit der Vorselektionsfilter mglich wird (vgl. Abb.3.7).

Kritisch erscheint hier jedoch die Frequenzumsetzung der unteren VHF-Bnder. Gehtman wie im oben beschriebenen Fallbeispiel von einer ZF von fZF = 7GHz aus, so liegt dieLO-Frequenz (fLO max) zur Umsetzung der VHF-Bnder sehr nahe am Durchlassbereichdes ersten ZF-Filters. Somit knnten, wie bereits in Abschnitt 3.1.1.2 diskutiert, auch hierunerwnschte Strspektren des LO-Signals in den Durchlassbereich des ersten ZF-Filtersfallen, was zu einer Degradierung der Signalqualitt fhrt.

Im Vergleich zu den bereits diskutierten Empfngervarianten erwiest sich unter Einbezugaller getroffenen Aspekte die Topologie mit einer mehrstufigen Frequenzumsetzung alsgeeignete Empfngerarchitektur fr das Projekt KAIMAN. Lediglich die Frequenzum-setzung der unteren VHF-Bnder bedarf einer gesonderten Lsung.


Vorverstrkung

AGC

Antenne

Preselektion

LO1 LO2

VerstrkungZF -Filter1

Bypass

TP

ADCn bit

ZF -Filterbank2

VGA

AGC

SPDT

Koppler

hybrider

RX-Pfad

Mischer SPDTMischer

Abbildung 3.8: Blockschaltbild des kombinierten Direct-Sampling- und mehrstufigenUmsetzungskonzepts [48].

3.1.1.4 Hybrides Empfngerkonzept

Auf Grundlage der Analysen unterschiedlicher Empfngerkonzepte ist ein kombinierterAnsatz aus Direct-Sampling- (vgl. Abschn. 3.1.1.1) und zweistufigem Frequenzumset-zungsprinzip (vgl. Abschn. 3.1.1.3) fr den KAIMAN-Empfnger prdestiniert (vgl. Abb.3.8) [48].

Die Vorselektion der gewnschten Teilbnder erfolgt durch eine Filterbank, bestehend aussuboktav gestaffelten Bandpassfiltern. ber den Bypass kann der untere VHF-Bereichdes Eingangssignals bis 100 MHz direkt auf den VGA der zweiten ZF-Lage geschaltetwerden, so dass eine Direktabtastung dieses Bandes mglich ist. Dadurch wird die maxi-male LO-Frequenz fr die erste Frequenzumsetzerstufe reduziert, wodurch der Abstandvon fLO max zum Durchlassbereich des ersten ZF-Filters zunimmt (vgl. Abb. 3.7). Dieswiederum erleichtert die Unterdrckung unerwnschter Nebenspektren des LO-Signalsdurch das erste ZF-Filter, was den degradierenden Einflssen auf die Qualitt des Nutz-signals entgegenwirkt.

Die Direktabtastung der Signale im unteren VHF-Bereich bietet zustzlich die Mglich-keit der Echtzeitverarbeitung dieses Frequenzbands. Damit erschlieen sich insbesonderefr die berwachung militrischer Funkdienste erhebliche Vorteile. Militrische Kom-munikationsstandards (wie zum Beispiel SINCGARS7 innerhalb des Frequenzbands von30 MHz bis 87.975 MHz) nutzen das Frequenzspreizverfahren FHSS8, um das Abhren derFunkverbindung zu verhindern. Dabei wird die Trgerfrequenz des 25 kHz breiten Funk-kanals bis zu 100 Mal pro Sekunde gewechselt [49]. Bei einem mehrstufigen Frequenz-umsetzungskonzept wren bei der Umschaltung von einem Frequenzband in ein anderesdie Einschwing- und Programmierzeiten der verschiedenen Module zur Frequenzsynthe-se ein limitierender Faktor bezglich der maximalen Scan-Geschwindigkeit. So kann dieZeit, in der ein bestimmter Funkkanal innerhalb des FHSS-Spektrums genutzt wird, zukurz sein, so dass der Empfnger einzelne Frequenzsprnge bersieht. Da zudem beider Funkberwachung die Sequenz der Frequenzwechsel nicht bekannt ist, wird eine De-modulation der Nutzdaten zustzlich erschwert. Durch die Echtzeitverarbeitung wird der

7Single Channel Ground and Airborne Radio System8Frequenzsprungverfahren, engl.: frequency hopping spread spectrum


gesamte Frequenzbereich zeitgleich, also instantan erfasst, so dass die Frequenzsprngedetektiert und demoduliert werden knnen.

Die Frequenzbnder ab ca. 100 MHz bis 3 GHz knnen aus genannten Grnden nichtdirekt abgetastet werden (vgl. Abschn. 3.1.1.1) und werden deshalb auf den Pfad dermehrstufigen Frequenzumsetzung geschaltet, welcher im Folgenden beschrieben wird.

Um eine vollstndige Erfassung des gesamten Eingangsfrequenzbereiches zu gewhrleis-ten, muss entsprechend der fr das System erforderlichen instantanen Echtzeitbandbreitevon 50 MHz der Eingangsfrequenzbereich des Signalpfads mit den frequenzumsetzendenStufen auf 50 MHz bis 3 GHz erweitert werden. Im Vorverstrkerblock knnen die Si-gnalpegel innerhalb des selektierten Bandes angehoben oder reduziert werden. Die Aus-gangsdaten der AGC steuern dabei den Signalpfad durch den Vorverstrkerblock. Dabeiwerden je nach Signalleistung des Eingangssignals LNA9 in Serie kaskadiert, das Bandauf ein konfigurierbares Dmpfungsglied geschaltet oder eine direkte Verbindung zumKoppler am Ausgang des Verstrkerblocks bereitgestellt. Somit ist sichergestellt, dassdie Signalpegel an der ersten Mischerstufe nicht zu einer bersteuerung des Bauteilsfhren.

Durch eine abstimmbare LO1-Frequenz wird das vorselektierte Frequenzband in den ober-halb des Nutzband liegenden Durchlassbereich des ZF1-Filters umgesetzt. Dabei wirddurch die Vorselektionsfilter eine ausreichende Unterdrckung der Spiegelfrequenzen ge-whrleistet (vgl. Abschn. 3.1.1.3). Die Frequenzsynthese des LO1-Signals sowie Aspekteder Referenztaktverteilung sind zentraler Bestandteil dieser Arbeit [50] und werden daherin den folgenden Kapiteln explizit untersucht.

Neben der verbesserten Spiegelfrequenzunterdrckung erleichtert eine hohe ZF-Lage zu-dem die Realisierung des ZF1-Bandpasses als Leitungsfilter. Da die Strukturgren derLeitungsfilter von der elektrischen Lnge der verwendeten Leitungsresonatoren abhngen,nimmt die Resonatorlnge und damit die Gre der Filterstruktur reziprok proportio-nal zur Frequenz ab. Es knnen daher mehrpolige Leitungsfilter kompakter Baugrerealisiert werden, so dass eine hohe Spiegelfrequenzunterdrckung gewhrleistet werdenkann.

Nach der Verstrkung des Signals zur Kompensation der Mischverluste wird das Signal-band durch den LO2 auf eine niedrige ZF in den Durchlassbereich des selektierten ZF2-Filters umgesetzt. Die Anforderungen an den LO2 sind im Vergleich zum LO1 deutlichgeringer, da dieser durch die feste ZF2-Lage schmalbandig ausgefhrt werden kann.

Die ZF-Filterbank setzt sich dabei aus mehreren Bandpassfiltern zusammen, welche dieBandbreiten 50 MHz, 30 MHz, 8 MHz und 5 MHz bereitstellen. Hierdurch ist es mglich,bei Bedarf mit bis zu 50 MHz Echtzeitbandbreite zu empfangen, um auch breitbandigeFunksysteme instantan erfassen zu knnen. Derart groe Bandbreiten gehen allerdingsmit einer Zunahme der Rauschleistung und damit mit einer Reduktion der Empfnger-empfindlichkeit einher (vgl. Abschn. 2.1.2).

Wie bereits in Abschnitt 2.1.2 dargelegt wurde, berechnet sich die Empfindlichkeit Smineines Empfngers aus der Empfngerrauschzahl NF des erforderlichen Signal-zu-Rausch-abstandes SNR sowie der Bandbreite B gem [9] zu

Smin = Pn 0 + 10 log10

(B

1Hz

)dB + NF + SNR. (3.3)

Eine Reduzierung der instantanen Bandbreite von 50 MHz auf 30 MHz, 8 MHz und 5 MHz9Rauscharmer Verstrker, engl.: low noise amplifier


bringt demzufolge eine Erhhung der Empfngerempfindlichkeit von 2,2 dB, 8 dB bezie-hungsweise 10 dB mit sich.

Der Einsatz einer Filterbank in der zweiten ZF-Lage bietet dabei zustzlich die Mglich-keit, fr die Detektion schmalbandiger Emitter auch auf geringere analoge Bandbreitenzurckzugreifen, um somit dabei den ADC vor bersteu

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Systemkonzept für Front-End und Frequenzsynthese im ... · aktiven Referenztaktverteilung konnte ein Modul zur LO-Generierung entwickelt werden, ... II Kurzfassung. Abstract