Der WILDCAT BASSMAN PLUS - TU Berlin · 2010-04-16 · So ist er der bevorzugte Verstärker von Stevie Ray Vaughan, Buddy Guy, B.B.King, T-Bone Walker, Jeff Beck und vielen anderen

Abschlußbericht Mixed Signal Baugruppen 2006/7 Gitarrenverstärker WILDCAT WILDCAT BASSMAN

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Der WILDCAT BASSMAN PLUS

Von Jorgos Estrella, Sebastian Gonzales, Markus Haag, Thomas Schmidt und Henry Westphal


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Der FENDER Bassman 5F6-A

Der FENDER Bassman 5F6-A ist DER Gitarrenverstärker schlechthin, er ist bis heute die absoluteReferenz für Gitarrenverstärker überhaupt.

So ist er der bevorzugte Verstärker von Stevie Ray Vaughan, Buddy Guy, B.B.King, T-Bone Walker, JeffBeck und vielen anderen bekannten Gitarristen.

Die Markteinführung war 1959, jedoch als Bassverstärker für E-Bass und Kontrabass. Seine untereGrenzfrequenz beträgt jedoch 90 Hz, das ist über eine Oktave über der unteren Hörgrenze von 40 Hz.Das ist ein sehr hoher Wert für einen Bassverstärker, stellte aber 1959 die Grenze des technischMachbaren dar.

Bald war jedoch mit Nachfolgemodellen eine tiefere Grenzfrequenz möglich. Daraus folgte dieschnelle "Weitergabe" der 5F6-A-Verstärker an Gitarristen, die dann schnell den besonderen Klangentdeckten.

Die Produktion des 5F6-A wurde bereits 1961 wieder eingestellt.

Die Schaltung des 5F6-A wurde bis heute tausendfach kopiert. Die bekannteste Kopie ist der MarshallJTM-45. Auch alle auf ihn folgenden Marshall-Verstärker basierten auf dem FENDER Bassman 5F6-A.Die frühen Marshall-Verstärker klingen jedoch, trotz identischer elektrischer Schaltung, anders als derFENDER Bassman 5F6-A, da diese eine geschlossene Lautsprecherbox besitzen, während die Box desFENDER Bassman hinten offen ist. Der versuchsweise Anschluß einer Marshall-Box an unserenBassman-Prototyp erbrachte dann auch sofort den typischen „Marshall-Sound“

Der FENDER Bassman 5F6-A


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Der legendäre, durch den FENDER Bassman 5F6-A geprägte Gitarrensound ist also unbeabsichtigt ,durch einen Zufall der Geschichte, entstanden.

Die eigentlich vorgesehene Anwendung des FENDER Bassman als Bassverstärker: Bill Black und ElvisPresley Live on Stage 1956, Bill Black spielt über ein frühes Bassman-Modell Kontrabaß. Quelle:www.scottymoore.net


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Das innovative, schaltungstechnische Moment des FENDER Bassman 5F6-A war die erstmaligeVerwendung einer Phasenumkehrstufe in Differenzverstärkertechnik ("Long Tail") beiInstrumentalverstärkern. Diese Stufe trägt wesentlich zu der den Klang des Bassman prägendenbesonderen Charakteristik der Endstufenverzerrung bei.

Das folgende Bild zeigt das „Innenleben“ eines FENDER Bassman 5F6-A, der jedoch nachträglich miteiner zusätzlichen Modifikation versehen wurde.

Der FENDER Bassman 5F6-A von Innen, mit einer nachträglich eingebauten Modifikation


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Der FENDER Bassman 5F6-A: Der Verstärker von Hank G arland

Der Gitarrist Hank Garland wurde bereits im Kapitel „Einführung“ erwähnt.Er ist einer der meistgehörtesten und einflußreichsten Gitarristen überhaupt, auch wenn sein Name inder breiten Öffentlichkeit kaum bekannt ist.

Hank Garland hat mehr im Hintergrund als Session-Gitarrist in Nashville gewirkt. Hierbei hat er auchüber einen FENDER Bassman 5F6-A gespielt.

Hank Garland lebte von 1930 bis 2004. 1949 brachte er im Alter von 19 Jahren seinen erstenMillionseller, das Instrumental "Sugar Foot Rag" heraus. Von 1950 bis 1961 wirkte er als gefragterStudio-Gitarrist in Nashville bei vielen Welthits mit. Er spielte bei Aufnahmesessions mit Elvis Presley, RoyOrbison, den Everly Brothers, Patsy Cline und vielen anderen Künstlern eine bedeutende Rolle.Parallel dazu begann er eine zweite Karriere als Jazz-Gitarrist in New York, er spielt gemeinsam mitCharlie Parker und nimmt etliche Jazz-Platten auf.

1961 endet seine Karriere auf tragische Weise. Hank Garland wird bei einem Autounfalllebensgefährlich verletzt und fällt ins Koma. Er erwacht nach einiger Zeit, hat aber einen Großteilseiner motorischen Fähigkeiten für immer eingebüßt. Ein Jahrhunderttalent ging damit verloren.

Hank Garland und Elvis Presley live on Stage


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Die bekannteste Aufnahme, die Hank Garland mit dem FENDER Bassman 5F6-A gespielt hat ist "LittleSister" mit Elvis Presley. Der Song wurde 1961 im RCA-Studio B in Nashville aufgenommen.

Hierzu ist das folgende Zitat überliefert:

"That's the late great Hank Garland who played the lead guitar that drives Elvis' "Little Sister", withScotty Moore on rhythm guitar. For the session, Mr. Garland wasn't satisfied with the sound of hisusual Gibson ES-355, or the Byrdland that he helped design with Billy Byrd, so he borrowed HaroldBradley's brand new 1961 Fender Jazzmaster (white cream colored). It was after 4:00 a.m.,following the recording of "(Marie's the name) His Latest Flame", when they began cutting "LittleSister". Hank "Sugarfoot" Garland plugged the Jazzmaster into an old Fender (tube) tweed Bassmanamp and cranked the volume way up, as he improvised the song's distinctive lick on the spot.According to engineer Bill Porter, it was the loudest he ever heard a guitar played in RCA's studio inNashville. By take 4 of the song, they nailed it to Elvis' satisfaction -- the magic was captured on a 3-track tape machine, with Elvis singing through a Telefunken U-47 microphone, a Neuman KM-46 onMr. Garland's Bassman amp, and Mr. Porter balancing the levels on the fly!"

Quelle: http://tbgb.nl/guestbook/index.php


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Der FENDER Bassman 5F6-A heute

Der FENDER Bassman 5F6-A ist auch heute noch (oder auch wieder) sehr populär. Der Ebay-Preis füreinen Original FENDER-Bassman ist im Herbst 2006 in den USA 6000 US$. Alle Originalteile wieTransformatoren, Röhren und Lautsprecher werden heute noch (oder auch wieder) hergestellt undsind überraschend einfach zu bekommen.

Es ist zudem hervorragende Dokumentation und Literatur über den FENDER Bassman 5F6-Avorhanden. Besonders interessant ist die komplette, tiefgehende Schaltungsanalyse im Buch "TheFender Bassman 5F6-A" von Richard Kuehnel (Verlag Pentode Press) www.pentodepress.com

Das Buch von Richard Kuehnel


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Ein Blick in das Buch von Richard Kuehnel

Auch FENDER selbst hat ein „Reissue“ des Bassman 5F6-A herausgebracht. Allerdings handelt es sichhier nicht um eine exakte Nachbildung, nach Aussagen von dem Verfasser bekannten Musikern istdas klangliche Ergebnis enttäuschend, offensichtlich wurden aus Gründen der KosteneinsparungKompromisse gegenüber dem Original-Bassman gemacht.


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Der WILDCAT Bassman Plus

In seiner Grundeinstellung stellt der WILDCAT Bassman plus eine exakte Entsprechung zum FENDERBassman 5F6-A dar.

Wir haben jedoch einen (abschaltbaren) Federhall und verschiedene Einschleifschnittstellenhinzugefügt. Damit ergibt sich eine vielseitige Verwendbarkeit in verschiedenen Musikstilen.

Die zu ihm gehörende , von der Firma TAD speziell angefertigte, Lautsprecherbox mit 10"-Jensen-Lautsprecher entspricht in ihren akustischen Parametern exakt dem Originalgerät FENDER Bassman5F6-A.

Der vorliegende Prototyp wurde in Leiterplattentechnik aufgebaut und in einem einfachenMetallgehäuse untergebracht. Die geplante Weiterentwicklung wird dagegen mit einem demOriginalgerät entsprechenden Combo-Gehäuse mit Tweed-Finish und in klassischer Handverdrahtungrealisiert.

Auf der folgenden Seite ist der Prototyp des WILDCAT Bassman Plus abgebildet.


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Der fertiggestellte Prototyp des WILDCAT Bassman Plus


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Die Schaltungsbeschreibung

Die Beschreibung der Originalschaltung

Auf der folgenden Seite ist die Originalschaltung des FENDER Bassman 5F6-A gezeigt.


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Es stehen vier Eingänge zur Verfügung, jeweils zwei Eingänge sind einer Eingangsstufe zugeordnet,die Ausgangssignale beider Eingangsstufen werden am Gitter der Treiberstufe summiert.

Die beiden zu einer Eingangsstufe gehörenden Eingänge unterscheiden sich dadurch, daß beieinem der Eingänge das von der Gitarre kommende Signal mit seinem vollen Pegel an das Gitter derEingangsröhre gelangt, während das Signal des anderen Eingangs in seinem Pegel halbiert wird.

Hierbei ist die Funktion der Schaltkontakte der Eingangs-Klinkenbuchsen maßgeblich.

Man erkennt, daß wenn das Gitarrenkabel in den Eingang „1“ gesteckt wird die beiden 68-kOhm-Widerstände parallelgeschaltet zwischen dem Eingangssignal und dem Gitter liegen, das Signal wirdnicht abgeschwächt, die Widerstände bilden jedoch im Zusammenwirken mit der Miller-Kapazität derEingangsstufe einen Tiefpaß, der hochfrequente Störsignale unterdrückt.

Bei Stecken des Gitarrenkabels in den Eingang „2“ arbeiten die beiden 68-kOhm-Widerstände alsSpannungsteiler, der das Eingangssignal um den Faktor 2 herunterteilt. Die auf das Gitter bezogenenQuellimpedanz des Spannungsteilers entspricht er Parallelschaltung beider Widerstände, so daß sichdie Grenzfrequenz des mit der Miller-Kapazität gebildeten Tiefpasses nicht ändert.

Die masseseitigen Kontakte der Klinkenbuchsen sind im Originalschaltplan nicht eingezeichnet.

Die mit der Röhre 12AY7 aufgebaute Eingangsstufe führt, für beide Eingangskanäle, eineSpannungsverstärkung durch. Die beiden Eingangskanäle arbeiten mit einem gemeinsamenKathodenwiderstand zur Gittervorspannungserzeugung.

Die Ausgangssignale der Eingangsstufe gelangen über die Lautstärkeregler (VOL. 1M) und dieSummationswiderstände (270K) an das Gitter der mit der Röhre 12AX7 aufgebauten Treiberstufe. Der„obere“ Lautstärkeregler ist mit einem Kondensator (0.0001uF) überbrückt, damit ergibt sich beikleineren Lautstärken eine Höhenanhebung, daher die Bezeichnung „BRIGHT“ für den „oberen“Eingang.

In der Treiberstufe findet eine weitere Spannungsverstärkung statt. Das Ausgangssignal der Treiberstufegelangt dann an die Kathodenfolgerstufe, die mit dem anderen System der Röhre 12AX7 aufgebautist. Diese Stufe ist ein Impedanzwandler, sie hat eine Spannungsverstärkung von nahe 1. DerAusgangswiderstand dieser Stufe ist sehr gering.

Die Kathodenfolgerstufe steuert, über das zwischengeschaltete Klangregelnetzwerk mit getrenntenEinstellmöglichkeiten für Tiefen (BASS), Mitten (MIDDLE) und Höhen (TREBLE), die Phasensplitterschaltungan.

Die Phasenspiltterschaltung ist eine Differenzverstärkerstufe, sie verstärkt die Differenz zwischen demaus dem Klangregelnetzwerk kommende Eingangssignal und dem vom Lautsprecherausgangabgenommenen Ausgangssignal. Die Phasensplitterschaltung erzeugt zwei zueinanderkomplementäre Ausgänge, die dann die Endröhren der Gegentaktendstufe ansteuern. DiePhasensplitterschaltung ist mit einer weiteren Röhre 12AX7 aufgebaut. Die Stärke der mit dieser Stufeerzeugten Gegenkopplung wird mit dem PRESENCE-Potentiometer eingestellt. Dreht man dieses„ganz nach oben“ ist keine Gegenkopplung mehr vorhanden. Eine Besonderheit ist, daß das zurGegenkopplung rückgeführte Signal nicht nur auf das Gitter des „unteren“ Röhresystems wirkt,sondern auch, durch Einkopplung in den beiden Röhrensystemen gemeinsamen Kathodenpfad,einen Gleichtaktanteil im Ausgangssignal verursacht, mit dem in der Stufe vorhandene Unsymmetrienausgeglichen werden.

Diese Phasensplitterschaltung, in Verbindung mit dem niederohmig angesteuerten, ihrvorgeschalteten Klangregelnetzwerk, ist das innovative Moment des damaligen FENDER Bassman5F6-A, nie zuvor wurde eine derartige Phasenumkehrstufe in einem Gitarrenverstärker verwendet.Dieser Schaltungsteil ist für den einzigartigen Klang des Bassman maßgeblich. Experimente, beidenen selektiv Vor- oder Endstufenverzerrung herbeigeführt wurde Master-Volume 1M log zwischenKlangregelnetzwerk und Phasensplitterstufe) haben gezeigt, daß die besonderen, intensiven,energiegeladenen Obertöne nur bei Herbeiführung der Endstufenverzerrung entstehen.


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Der PRESENCE-Regler hat einen erheblichen Einfluß auf das Klangbild, weniger Gegenkopplung führtzu einem „härteren“, aggressiveren und höhenbetonterem Klang, da sich dann derAusgangswiderstand der Endstufe erhöht. Die Impedanz der Lautsprecher steigt bei höherenFrequenzen an, bei Abwesenheit der Gegenkopplung führt dies zu einer Erhöhung der Spannungüber den Lautsprechern, womit sich dann die beschriebene Akzentuierung der Höhen ergibt.

Die Gegentakt-Endstufe, aufgebaut mit zwei Röhren 5881, stellt die Ausgangsleistung von ca. 40Wbereit. Der Ausgangsübertrager paßt den hochohmigen Ausgangswiderstand der Röhrenstufe an die2 Ohm-Lastimpedanz der vier parallelgeschalteten 10“-Lautsprecher an. Der Grund für dieseungewöhnliche Konfiguration ist die Dämpfung von Resonanzen im unteren Baßbereich. Es wurden,anstelle eines großen Lautsprechers vier kleinere Lautsprecher eingesetzt, die Parallelschaltung dieserLautsprecher hat wahrscheinlich eine bessere Resonanzdämpfung als die eher naheliegendeSerien/Parallelschaltung, mit der sich wieder die Impedanz eines einzelnen Lautsprechers von 8 Ohmergeben hätte. Die Gittervorspannung für die Endröhren wird aus dem Netzteil zugeführt, dieSchirmgitter sind über zwei Widerstände mit der Spannung +430V verbunden.

Die Gleichrichtung der Anodenspannung geschieht mit einer Gleichrichterröhre GZ34. Diegleichgerichtete Spannung wird mit den beiden parallelgeschalteten Ladekondensatoren (20uF600V) geglättet, die Versorgungsspannungen für die Schirmgitter der Endröhren und für die Vor- undTreiberstufen werden mit einer Siebdrossel weiter geglättet. Es fällt auf, daß die Werte der Lade- undSiebkondensatoren, für heutige Verhältnisse, recht klein sind. Ausführliche Untersuchungen imRahmen dieses Projekts haben gezeigt, daß das Zusammenspiel der durch sie gegebenenZeitkonstanten mit dem Innenwiderstand des Netztrafos und der Gleichrichterröhre zu einem ganzbestimmten „Einbrechen“ der Spannungsversorgung bei Lastsprüngen führt, das für das Klangbild vonentscheidender Wichtigkeit ist.

Wenn man die Höhe dieses Spannungseinbruchs durch Stabilisierungsmaßnahmen reduziert, dannführt dies zum Verlust der „Leichtigkeit“ (Touch Sensitivity) des Klangs, das Spielen ermüdet dannschnell. Auch die Entfernung des auf der Anodenversorgung der Endstufe noch vorhandenen 100 Hz-Brumm bei Beibehaltung der Dynamik des Spannungseinbruchs führte überraschenderweise zu einerVerschlechterung des Klangbilds, der Klang verliert seine Durchdringungsfähigkeit, seine „Bizzeligkeit“.

Die Gittervorspannung für die Endröhren wird aus einer Anzapfung der Anodenwicklung des Netztrafosgewonnen und mit einer Halbleiterdiode gleichgerichtet.


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Die Beschreibung der Modifikationen der Originalsch altung beimWILDCAT Bassman Plus

Diese Beschreibung bezieht sich auf das Schaltbild des WILDCAT Bassman Plus.

In seiner Grundeinstellung entspricht der WILDCAT Bassman Plus so gut wie vollständig dem FENDERBassman 5F6-A. Es bestehen lediglich kleinere Abweichungen:

- Die Gittervorspannungen für die Endröhren wurden einstellbar gestaltet. Hierzu wurden diePotentiometer P2001 und P2002 vorgesehen.

- Parallel zum Lautsprecherausgang wurde ein Widerstand 100 Ohm/3W vorgesehen, um bei einerUnterbrechung der Lautsprecherzuleitung einen, wenn auch geringen, Sekundärstrom amAusgangsübertrager zu ermöglichen um primärseitigen Spannungüberhöhungen im Leerlauffallentgegenzuwirken.

- Die Null-Ohm-Brücken BR1001 bis BR1004 ermöglichen die Umpolung der Trafo-Primärwicklungum eine phasenrichtige Gegenkopplung sicherzustellen. Die „richtige“ Belegung der Trafo-Anschlüsse ist nicht dokumentiert. Es sind entweder BR1001 und BR1004 oder BR1002 und BR1003bestückt.

Alle im folgenden beschriebenen Modifikationen und Ergänzungen sind abschaltbar. Sie werdenzudem aus einem unabhängigen Netzteil versorgt, so daß die für den Klang sehr wichtige Dynamikder Anodenversorgungsspannung nicht durch zusätzliche Verbraucher am vorhandenen Netzteilbeeinträchtigt wird.

Der Kondensator C1004, der die für die „BRIGHT“-Funktion maßgebliche Höhenanhebung bewirkt istüber das Relais K1004 schaltbar gemacht worden.

Über das Relais K1005 kann die Federhall-Stufe in den Signalweg zwischen Treiberstufe undKathodenfolgerstufe geschaltet werden. Die Schaltung dieser Stufe stammt aus dem FENDER TwinReverb. Da sich im Twin Reverb die Klangregelung vor der Hallstufe befindet, wurde diese Möglichkeitauch hier geschaffen, sie kann über K1002 zwischen Eingangs- und Treiberstufe geschaltet werden.Da die Hintereinanderschaltung von Zwei Klangregelnetzwerken, auch wenn eines der beiden sich inNeutralstellung befindet, zu störenden Phasenfehlern führt, wurde die Möglichkeit geschaffen, das„ursprüngliche“ Klangregelnetzwerk mittels K1006 zu überbrücken.

Die Schaltung der Federhall-Stufe ist in einem separaten Kapitel beschrieben. Im WILDCAT Deluxe Pluswird eine identische Federhall-Stufe eingesetzt.

Mit K1007 besteht die Möglichkeit, den Ausgang der Hallstufe unter Umgehung des Kathodenfolgersdirekt an den Eingang der Phasensplitterstufe zu schalten. Dies wurde aus experimentellen Gründenvorgesehen. In der „Normalstellung“ gelangt das Anodenpotential von +180V er Treiberstufe, „an derHallstufe vorbei“ über R3002 und R5003 zur Kathodenfolgerstufe, C3004 vermeidet eine ungewolltewechselspannungsmäßige Verkopplung der ein- und Ausgänge der Hallstufe.

Die Erfahrung hat gezeigt, daß der über K1002 zuschaltbare Klangregler zwischen Eingangs- undTreiberstufe keinen Nutzen bringt. Die Überbrückung der Kathodenfolger-Stufe bringt dagegen eineninteressanten „Boost“-Effekt, man hat eine starke Endstufenübersteuerung, die sich besonders dafüreignet, wenn man durchdringungskräftige Soli spielen will.

Weiterhin wurden drei Einschleifpunkte vorgesehen, die in „Normalstellung“ kurzgeschlossen sind. Mitdem Relais K1001 ist eine Einschleifung vor dem Gitter der Eingangsstufe schaltbar. Mit dem RelaisK1003 ist eine Einschleifung zwischen Eingangs- und Treiberstufe möglich. Mit Relais K1008 ist eineEinschleifung zwischen Klangregelnetzwerk und Phasensplitterstufe schaltbar.


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In der Praxis hat sich gezeigt, daß insbesondere die Einschleifung direkt vor der Phasensplitterstufenützlich ist, man kann an dieser Stelle vorteilhaft das WILDCAT Overdrive-Effektgerät einkoppeln. DieEinschleifung vor der Eingangsstufe zeigte keinen praktischen Nutzen, man kann auch den Ausgangeines vorgeschalteten Effektgerätes direkt in die Eingangbuchse des Verstärkers stecken.

Bei der Einschleifung zwischen der Eingangs- und der Treiberstufe fehlt ein Kathodenfolger, dieKapazität des Anschlußkabels würde zu starker Höhendämpfung führen. Daher wurde dieseEinschleifung bisher nicht praktisch genutzt.

Die Relais K1001 bis K3001 werden von an der Frontplatte angebrachten Kippschaltern gesteuert, siewerden mit der +12V-Hilfsspannung aus dem zusätzlichen Netzteil versorgt, daß auch die Federhall-Stufe versorgt, dieses Netzteil ist im Kapitel „Federhall“ beschrieben. Ein Durchschalten der an J1014zur Frontplatte geführten Steueranschlüsse nach Masse führt zum Schalten der Relais.


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Die Analyse der Eingangsstufe

Es soll zunächst der Arbeitspunkt der Eingangsstufe bestimmt werden.

Die Versorgungsspannung der Stufe kann aus dem Original-Schaltplan zu 325V abgelesen werden.

Die beiden Röhrensysteme der 12AY7 besitzen einen gemeinsamen Katodenwiderstand. Da beideSysteme identisch beschaltet sind, kann man davon ausgehen, daß die durch sie fließenden Strömeglich groß sind. Daher kann man ein einzelnes Röhrensystem für sich betrachten, wenn man dendazu Wert des Kathodenwiderstandes verdoppelt. Die so gewonnen Ergebnisse lassen sich dann aufdie miteinander verkoppelten Systeme übertragen.

Zunächst wird die Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld eingetragen. Der tatsächliche Arbeitspunkt derRöhre muß auf dieser Gerade liegen.

Hierzu kann der Kathodenwiderstand vernachlässigt werden.

Unter der Annahme einer völlig gesperrten Röhre ergäbe sich ein Strom von 0mA, an der Anodewürde die volle Versorgungsspannung von 325V anliegen.

Unter der Annahme einer kurzgeschlossenen Röhre wäre die Spannung an der Anode 0V, es würde325V / 100kOhm = 3,25mA fließen.

Die Arbeitsgerade ist dann durch die Punkte (325V / 0mA) und (0V / 3,25mA) definiert.

Auszug Datenblatt 12AY7 von General Electric mit Arbeitsgerade (pink) und Gittergerade (blau)


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Der tatsächliche Arbeitspunkt liegt am Schnittpunkt der Arbeitsgeraden und der Gittergeraden. DieGittergerade stellt die Abhängigkeit des Spannungsabfalls am Kathodenwiderstand (entspricht hierder Gittervorspannung) vom Anodenstrom dar. Der hier wirksame Kathodenwiderstand ist 2 * 820Ohm = 1640 Ohm.

Wenn man eine Gitterspannung von –5V (in Bezug auf die Kathode, die gegenüber der Masse positivist) annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 5V / 1640 Ohm = 3,0mA fließen.Wenn man eine Gitterspannung von –2V annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 2V /1640 Ohm = 1,2mA fließen.

Die Gittergerade wird zwischen dem Schnittpunkte der Kurve für die Gittervorspannung –5V mit der3,0mA-Achse und dem Schnittpunkt der Kurve für die Gittervorspannung –2V und der 1,2mA-Achseaufgespannt.

Es kann nun der folgende Arbeitspunkt abgelesen werden:- Anodenstrom 1,6mA, hieraus folgt eine Gittervorspannung von 1,6mA * 1640 Ohm = 2,6V- Anodenspannung 155V => Anodenpotential: 155V + 2,6V = 158V

Die soeben ermittelte Anodenspannung stimmt hinreichend mit der im Originalschaltbild zufindenden Angabe von 150V überein.

Bei der Betrachtung beider Stufen ist wiederum ein halbierter Kathodenwiderstand bei doppeltemStrom wirksam, die ermittelten Werte können also einfach für die Betrachtung der tatsächlichenSchaltung übernommen werden.


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Von dem nun bekannten Arbeitspunkt ausgehend, kann die Verstärkung der Stufe anhand desentsprechenden Diagramms im Datenblatt abgeschätzt werden. Hierzu wird der Verstärkungsfaktor µund der Innenwiderstand rp abgelesen. Hierbei wird auf die Kurvenzüge für eine Anodenspannungvon 150V Bezug genommen.

Auszug Datenblatt 12AY7 von General Electric mit eingezeichneter Abschätzung desVerstärkungsfaktors und des Innenwiderstands

Der Verstärkungsfaktor µ kann mit 45 abgeschätzt werdenDer Innenwiderstand rp kann mit 30 kOhm abgeschätzt werden.

Um die Verstärkung der Stufe zu bestimmen, wird das folgende Kleinsignal-Ersatzschaltbild verwendet:

Kleinsignal-Ersatzschaltbild der Stufe


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Die Verstärkung bestimmt sich dann wie folgt:

Diese Formel kann wie folgt anschaulich erklärt werden:Man geht von einer Modellierung der verstärkenden Funktion der Röhre in Form einerspannungsgesteuerten Spannungsquelle aus, deren Ausgangsspannung ist dann µ * vi, mit Vi alsEingangsspannung.

Die damit (theoretisch vorhandene) ausgangsseitige Signalspannung, µ * vi wird durch einenSpannungsteiler aus rp und Rl heruntergeteilt, bevor man sie tatsächlich abgreifen kann.

Vor Anwendung der Formel muß noch der äußere Widerstand Rl bestimmt werden. Dies ist dieParallelschaltung des Anodenwiderstandes (100kOhm) und des Lautstärkereglers (1MOhm),entsprechend 91kOhm, der Einfluß des „Bright“-Kondensators C1004 und des Zweiges über R1010 /R1012 wird vernachlässigt.

)3091(

91*45

Ω+ΩΩ−=kk

kv = -34

Der Ausgangswiderstand der Stufe ist rp parallel Rl, das ist 23 kOhm

Mit der nun bekannten Verstärkung der Stufe kann die Miller-Kapazität und damit die Grenzfrequenzabgeschätzt werden.

Die Kapazität zwischen Anode und Gitter der 12AY7 ist 1,3pF. (Quelle: Datenblatt General Electric)Es erscheint sinnvoll, die Parallelschaltung einer durch die Verdrahtung entstehenden Kapazität von1pF anzunehmen. Damit ergibt sich eine Gesamtkapazität von 2,3pF.

Diese Kapazität wird nun um den Faktor (1 - Verstärkung) multipliziert, um die wirksame Miller-Kapazitätzu erhalten. Es ergibt sich ein Wert von 2,3pF * (1 – - 34) = 2,3pF * ( 1 + 34) = 81pF.

Diese Kapazität bildet einen Tiefpaß mit den 68kOhm Gittervorwiderständen. Hierbei ist zu beachten,daß diese entweder parallelgeschaltet sind oder aber als Spannungsteiler wirksam sind, in beidenFällen ist der Wert 68kOhm / 2 = 34kOhm als Quellwiderstand wirksam.

Damit ergibt sich eine obere Grenzfrequenz von 60 kHz.

Die untere Grenzfrequenz der Stufe resultiert (näherungsweise) aus der Parallelschaltung desKathodenwiderstands (820 Ohm), mit dem Kathodenkondensator (250uF), es folgt eine untereGrenzfrequenz von 0,8 Hz.


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Nun sollen die rechnerisch abgeschätzten und die am Prototyp gemessenen Wertegegenübergestellt werden:

WertWertWertWert Berechnet/angenommenBerechnet/angenommenBerechnet/angenommenBerechnet/angenommen GemessenGemessenGemessenGemessenVersorgungsspannung +325V 325V 350VAnodenpotential V1001/1 158V 174VAnodenpotential V1001/6 158V 180VKathodenpotential V1001 2,6V 2,9VVerstärkung (1kHz) 34 29Obere Grenzfrequenz (-3dB) 60 kHz 60 kHz

Der gegenüber der als Grundlage verwendeten Angabe aus dem Schaltbild höhere tatsächlicheWert der Versorgungsspannung bewirkt eine Verschiebung des Arbeitspunktes zu einem höherenAnodenstrom hin. Die Abweichungen liegen jedoch trotzdem innerhalb der für Röhrenschaltungenüblichen Größenordnungen.


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Die Analyse der Treiberstufe

Hier findet sich die Vorgehensweise wieder, die bereits bei der Eingangsstufe angewendet wurde.

Die im Originalschaltbild angegebene Versorgungsspannung der Treiberstufe ist 325V. Auf diesemWert beruht die folgende Analyse der Stufe.

Es soll nun der Arbeitspunkt der Treiberstufe bestimmt werden.

Zunächst wird die Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld eingetragen. Der tatsächliche Arbeitspunkt derRöhre muß auf dieser Gerade liegen.

Hierzu kann der Kathodenwiderstand vernachlässigt werden.

Unter der Annahme einer völlig gesperrten Röhre ergäbe sich ein Strom von 0mA, an der Anodewürde die volle Versorgungsspannung von 325V anliegen.

Unter der Annahme einer kurzgeschlossenen Röhre wäre die Spannung an der Anode 0V, es würde325V / 100kOhm = 3,25mA fließen.


Auszug Datenblatt 12AX7 von General Electric mit Arbeitsgerade (pink) und Gittergerade (blau)


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Der tatsächliche Arbeitspunkt liegt am Schnittpunkt der Arbeitsgeraden und der Gittergeraden. DieGittergerade stellt die Abhängigkeit des Spannungsabfalls am Kathodenwiderstand (entspricht hierder Gittervorspannung) vom Anodenstrom dar. Der hier vorhandene Kathodenwiderstand ist 820Ohm.

Wenn man eine Gitterspannung von –1,5V (in Bezug auf die Kathode, die gegenüber der Massepositiv ist) annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 1,5V / 820 Ohm = 1,8mA fließen.Wenn man eine Gitterspannung von –1V annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 1V / 820Ohm = 1,2 mA fließen.

Die Gittergerade wird zwischen dem Schnittpunkte der Kurve für die Gittervorspannung –1,5V mit der1,8mA-Achse und dem Schnittpunkt der Kurve für die Gittervorspannung –1V und der 1,2mA-Achseaufgespannt.

Es kann nun der folgende Arbeitspunkt abgelesen werden:

- Anodenstrom 1,4 mA, hieraus folgt eine Gittervorspannung von 1,4mA * 820 Ohm = 1,15V- Anodenspannung 180V => Potential der Anode 180V + 1,15V = 181V

Die soeben ermittelte Anodenspannung stimmt mit der Angabe „180V“ im Originalschaltplanüberein.

Von dem nun bekannten Arbeitspunkt ausgehend, kann die Verstärkung der Stufe anhand desentsprechenden Diagramms im Datenblatt abgeschätzt werden. Hierzu wird der Verstärkungsfaktor µund der Innenwiderstand rp abgelesen.

Auszug Datenblatt 12AX7 von General Electric mit eingezeichneter Abschätzung desVerstärkungsfaktors und des Innenwiderstands

Nachteilig an diesem Diagramm ist, daß die Werte nur für eine Anodenspannung von 100V zurVerfügung stehen, während die tatsächliche Anodenspannung ca.180V beträgt. Es werden jedochdie hier abgelesenen Werte verwendet, da die sonst übliche Methode der Bestimmung desInnenwiderstands mittels Anlegen einer Tangente im Kennlinienfeld ebenfalls fehlerbehaftet ist.


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Der Verstärkungsfaktor µ kann mit 100 abgeschätzt werdenDer Innenwiderstand rp kann mit 56kOhm abgeschätzt werden.

Die Spannungsverstärkung der Schaltung wird mit dem folgenden Kleinsignal-Ersatzschaltbildgenauer bestimmt:

+

-

vg

rp Ra vo

µ·vg

i

Rk

Rk ’vi

RG

Das Kleinsignal-Ersatzschaltbild der Kathodynstufe

Es ist hier zu beachten, daß der Kathodenwiderstand nicht durch einen Kondensator überbrückt ist, erhat somit eine gegenkoppelnde Wirkung.

Wir erhalten für die Spannungen:

( ) 0=⋅−⋅++ gkap viRRr µ und mit iRvv kig ⋅−= für den Strom:

kap

i

RRr

vi

)1( µµ

+++= , mit rp = Ri , = 56kΩ als Innenwiderstand

und Ra = 100 kΩ

sowie Rk = 820Ω

Die Ausgangsspannung ist:

ao Riv ⋅=


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Wenn i mit dem obigen Ausdruck ersetzt wird, dann folgt:

akap

io R

RRr

vv ⋅

+++=

)1( µµ

Die Verstärkung erhält man bei Teilung durch die Eingangsspannung:

akapi

o RRRrv

vA ⋅

+++==

)1( µµ

Nach Einsetzen der Werte erhält man eine Verstärkung von 42424242.

Die Ausgangsimpedanz der Stufe ist: ( )[ ] Ω=++= kRrRR kpao 5,581µ

Die obere Grenzfrequenz der Stufe wird wie folgt abgeschätzt:

Die Kapazität zwischen Anode und Gitter der 12AX7 ist 1,7pF. (Quelle: Datenblatt General Electric)Es erscheint sinnvoll, die Parallelschaltung einer durch die Verdrahtung entstehenden Kapazität von1pF anzunehmen. Damit ergibt sich eine Gesamtkapazität von 2,7pF.

Diese Kapazität wird nun um den Faktor (1 - Verstärkung) multipliziert, um die wirksame Miller-Kapazitätzu erhalten. Es ergibt sich ein Wert von 2,7pF * (1 – - 42) = 2,7pF * ( 1 + 42) = 116pF.

Nun muß noch die Quellimpedanz abgeschätzt werden. Wenn beide Lautstärkeregler ganzheruntergedreht sind, dann ist diese 270kOhm /2 = 135kOhm, womit sich eine –3dB-Grenzfrequenzvon 10kHz ergibt. Wenn die Lautstärkeregler „hochgedreht“ werden, dann reduziert sich dieGrenzfrequenz.


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Das folgende Diagramm zeigt den rechnerisch ermittelten Frequenzgang der Eingangs- und derTreiberstufe bei verschiedenen Einstellungen der Lautstärkeregler. Der „Bright-Kanal“ (C1004zugeschaltet) ist durchgezogen dargestellt. Der „Normal“-Kanal ist gestrichelt dargestellt. DasDiagramm ist dem Buch „The Fender Bassman 5F6-A“ von Richard Kuehnel entnommen.

Rechnerisch ermittelter Frequenzgang der Eingangs- und Treiberstufe für verschiedenenLautstärkeeinstellungen, mit durchgezogener Linie für den „Bright“-Kanal und mit gestrichelter Liniefür den „Normal“-Kanal. Quelle The Fender Bassman 5F6-A“ von Richard Kuehnel


WertWertWertWert Berechnet/angenommenBerechnet/angenommenBerechnet/angenommenBerechnet/angenommen GemessenGemessenGemessenGemessenVersorgungsspannung +325V 325V 352VAnodenpotential 181V 198VKathodenpotential 1,15V 1,25Verstärkung 42 39,4Obere Grenzfrequenz (-3dB) 10kHz 13,5 kHz



Seite 3-27

Die Analyse der Kathodenfolgerstufe

Zunächst wird der Arbeitspunkt bestimmt.

Die im Originalschaltbild angegebene Versorgungsspannung der Treiberstufe ist 325V. Im vorherigenAbschnitt wurde ein Potential der Anode der ansteuernden Treiberstufe von 181V abgeschätzt. Aufdiesen Wert beruht die folgende Analyse der Stufe.

Da die Gittervorspannung der Röhre klein gegenüber dem Gitterpotential ist, kann sie vernachlässigtwerden. Der Anodenstrom ist dann: 181V / 100kOhm = 1,8 mA.

Von dem nun bekannten Arbeitspunkt ausgehend, kann die Verstärkung der Stufe anhand desentsprechenden Diagramms im Datenblatt abgeschätzt werden.


Nachteilig an diesem Diagramm ist, daß die Werte nur für eine Anodenspannung von 100V zurVerfügung stehen, während die tatsächliche Anodenspannung ca. 170V beträgt. Es werden jedochdie hier abgelesenen Werte verwendet, da die sonst übliche Methode der Bestimmung desInnenwiderstands mittels Anlegen einer Tangente im Kennlinienfeld ebenfalls fehlerbehaftet ist.



Seite 3-28

Nun soll die Spannungsverstärkung der Stufe unter Zuhilfenahme des nachfolgend abgebildetenKleinsignalmodells bestimmt werden:

Anwenden des Kirchhoffschen Gesetzes liefert:

( ) gkp viRr ⋅=+ µ

und mit iRvv kig −= ergibt sich für den Strom:

( ) kp

i

Rr

vi

1++⋅=

µµ

Kleinsignalmodell des Kathodenfolgers

Die Wechselspannungsverstärkung beträgt, unter Vernachlässigung der Impedanz des von dieserStufe angesteuerten Klangregelnetzwerkes:

( ) 984,01

=++

===kp

kk

i

o

Rr

RiR

v

vA

µµ

Die Ausgangsimpedanz der Stufe beträgt:

( ) Ω=

+= 540

1µp

ko

rRR

Die niedrige Ausgangsimpedanz der Stufe wird genutzt um eine Fehlanpassung zwischen derTreiberstufe und dem Klangregelnetzwerk bzw. der Endstufe zu vermeiden. Das Klangregelnetzwerkhat im „worst case“ eine Eingangsimpedanz von 46kΩ.


WertWertWertWert Berechnet/angenommenBerechnet/angenommenBerechnet/angenommenBerechnet/angenommen GemessenGemessenGemessenGemessenVersorgungsspannung +325V 325V 352VKathodenpotential 181V 198VSpannungsverstärkung 0,98 Praktisch 1


Seite 3-29



Seite 3-30

Die Analyse der Klangregelnetzwerke

Das folgende, abstrahierte, Schaltbild des Klangregelnetzwerks ist die Grundlage für dessen Analyse.Die Potentiometer als gewichtete Widerstände dargestellt.

Mit dem Kirchhoffschen Gesetz folgt:

iMC vicRiiZiiR =+−+− 1313211 )()(

0)()( 322221121 =−+++− iiZiRiZiiR CTC

0)()()1( 23213333 =−+−+−+ iiZiiZiRcibR CCMB

Die Gleichungen werden nach den Stromkomponenten geordnet:

iCCM viZiRiZcRR =−+−+++ 3321131 )()()(

0)()()( 32221111 =−+++++− iZiZZRRiR CCCT

( ) 0)1()()( 3322213 =++−++−+− iZZRcbRiZiZ CCMBCC

In Matrixnotation ergibt sich:

=

++−+−−−+++−−−++

0

0

)1( 3

2

1

3223

22111

3131 i

CCMBCC

CCCT

CCM v

i

i

i

ZZRcbRZZ

ZZZRRR

ZRZcRR

oder

VZI =


Seite 3-31

Die Ströme können durch Multiplikation der obigen Gleichung mit Z-1 berechnet werden.

VZZIZ 11 −− =

VZI 1−=

Die Ausgangsspannung vo beträgt:

[ ] 321 )1( iRcbRiaRicRv MBTMo −+++=

[ ]IRcbRaRcRv MBTMo )1( −+=

[ ] VZRcbRaRcRv MBTMo1)1( −−+=

[ ]

−+= −

0

0)1( 1i

MBTMo

v

ZRcbRaRcRv

Die Übertragungsfunktion lautet:

[ ]

−+== −

0

0

1

)1()( 1ZRcbRaRcRv

vsH MBTM

i

o

Es ist offensichtlich, daß eine „händische“ Analyse hier aufgrund des Rechenaufwands nicht sinnvollist. Mit geeigneter Analysesoftware ist es jedoch auf einfache Weise möglich den Frequenzgang indB

20log(|H(j2πf)|)

grafisch darzustellen.

Hierzu ist z.B. das Programm „Tonestack-Calculator“, zum Download unterhttp://www.duncanamps.com/tsc/ verfügbar geeignet.

Durch Doppelclic auf die Bauteile im Schaltbild können deren Werte beliebig geändert werden.

Für das zwischen Eingangs- und Treiberstufe befindliche Klangregelnetzwerk ergeben sich diefolgenden Frequenzgänge:


Seite 3-32

Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Eingangs- und Treiberstufe



Seite 3-33




Seite 3-34

Für das zwischen Kathodenfolger- und Endstufe liegende Klangregelnetzwerk ergeben sich diefolgenden Frequenzgänge:

Frequenzgang des Klangregelnetzwerks zwischen Kathodenfolger- und Endstufe



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Seite 3-36

Die Analyse der Phasensplitterstufe

Der besseren Übersicht wegen ist die Schaltung der Stufe, unter Weglassung einiger nebensächlicherBauteile, hier noch einmal dargestellt.

Eingangssignal

R10211M

C10120.1uF 600V

PRESENCE5K

R10201M

R102927K

C10100.1uF 200V

+385V

+385V

R102382K

R1022470R

C10130.1uF 600V

V1003B12AX7

86

7

rückgeführtesSignal

C10090.022uF 400V

V1003A12AX7

31

2

R1024100K

C10140.1uF 200V

R101910K

Die Phasensplitterstufe


Seite 3-37

Im ersten Schritt wird der Arbeitspunkt ermittelt.

Da die Schaltung etwas unübersichtlich ist, wird sie zunächst auf ihre Gleichstrompfade reduziertdargestellt.

R10211M

R1022470R

PRESENCE5K

R10201M

R101910K

V1003B12AX7

86

7

+385V

V1003A12AX7

31

2

R102382K

R1024100K

R102927K

+385V

Reduktion der Schaltung auf ihre Gleichstrompfade

Im nächsten Schritt wird die Schaltung vereinfacht, um nur ein einzelnes Röhrensystem betrachten zumüssen. Als erster Schritt wird eine Gleichheit der Anodenwiderstände herbeigeführt, für beideWiderstände wird der Mittelwert beider Widerstandswerte (100K + 82K) / 2 = 91kOhm angenommen.Die Abweichung zu den „wirklichen“ Widerstandswerten ist mit +/- 10% im Bereich der ohnehinvorhandenen Toleranzen, ändert also nichts an der Aussagekraft der folgenden Abschätzung.

Weiterhin werden die kathodenseitigen Widerstände zeichnerisch zusammengefasst.


Seite 3-38

Es ergibt sich dann die folgende zeichnerische Darstellung:

+385V

+385V

14K2

V1003B12AX7

86

7

V1003A12AX7

31

2

R10211M

R1022470R

R102391K

R10201M

R102491K

Angleichung der Anodenwiderstände und Zusammenfassung der kathodenseitigen Widerstände

Unter dieser Annahme kann von identischen Anodenströmen in beiden Röhrensystemen der 12AX7ausgegangen werden. Dann kann man aber, ohne Änderung der Resultate, ein einzigesRöhrensystem betrachten, wenn man die Widerstandswerte im Kathodenzweig verdoppelt, dannergeben sich bei halbem Strom nach wie vor die gleichen Spannungen wie bei der tatsächlichenSchaltung.


Seite 3-39

Es ergibt sich die folgende zeichnerische Darstellung:

R1022940R

R10201M

R102391K

28K4

+385V

V1003A12AX7

31

2

Reduktion auf die Betrachtung eines einzelnen Röhrensystems

Man kann die anoden- und kathodenseitigen Widerstände noch zusammenfassen:

V1003A12AX7

31

2

R10201M

R1023119K4

R1022940R

+385V

Weitere Zusammenfassung von Widerständen

Nun kann die Arbeitsgerade in das Kennlinienfeld eingetragen werden:

Es wird die im Originalschaltplan eingetragene Versorgungsspannung von +385V als Grundlagegenommen.

Unter der Annahme einer völlig gesperrten Röhre ergäbe sich ein Strom von 0mA, über der Röhrewürde die volle Versorgungsspannung von 385V anliegen.

Unter der Annahme einer kurzgeschlossenen Röhre wäre die Spannung über der Röhre 0V, es würde385V / (119,4 + 0,94)kOhm = 3,2 mA fließen.


Seite 3-40


Auszug Datenblatt 12AX7 von General Electric mit Arbeitsgerade (pink) und Gittergerade (blau)

Der tatsächliche Arbeitspunkt liegt am Schnittpunkt der Arbeitsgeraden und der Gittergeraden. DieGittergerade stellt die Abhängigkeit des Spannungsabfalls am Kathodenwiderstand (entspricht hierder Gittervorspannung) vom Anodenstrom dar. Der hier vorhandene Kathodenwiderstand ist 940Ohm.

Wenn man eine Gitterspannung von –1,5V (in Bezug auf die Kathode, die gegenüber der Massepositiv ist) annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 1,5V / 940 Ohm = 1,6mA fließen.Wenn man eine Gitterspannung von –1V annimmt, dann muß hierbei ein Anodenstrom von 1V / 940Ohm = 1,06 mA fließen.

Die Gittergerade wird zwischen dem Schnittpunkte der Kurve für die Gittervorspannung –1,5V mit der1,6mA-Achse und dem Schnittpunkt der Kurve für die Gittervorspannung –1V und der 1,06 mA-Achseaufgespannt.

Es kann nun der folgende Arbeitspunkt abgelesen werden:

- Anodenstrom 1,5 mA- Anodenspannung 210V


Seite 3-41

Hieraus können nun die Potentiale der Röhrenanschlüsse in der tatsächlichen Schaltungrückgerechnet werden:

Gitterpotential: 1,5mA * 28,4kOhm = 42,6VAnodenpotential: 385V – (1,5mA * 91K) = 249VDas Kathodenpotential ist dann das Gitterpotential plus die aus dem Kennlinienfeld abgeleseneGittervorspannung von 1,4V, das ist dann 42,6V + 1,4V = 44V.

Hier fallen Unterschiede zu den Spannungsangaben im Originalschaltplan auf:

Das Kathodenpotential ist mit +34V angegeben, das hier abgeschätzte Kathodenpotential liegt mit42,6V um 25% darüber. Es fällt aber ins Auge, daß das Potential am Verbindungspunkt derGitterableitwiderstände mit 32,5V angegeben ist, während das Potential an den Gitteranschlüssenmit 22 bzw. 23B angegeben ist. Hier kann es sich nur um einen Meßfehler aufgrund desInnenwiderstandes des verwendeten Voltmeters handeln.

In dem Buch „The Fender Bassman 5F6-A“ von Richard Kuehnel wurde, unter Angleichung derAnodenwiderstände auf den Wert 100kOhm, ein Anodenstrom von 1,44mA abgeschätzt, womit sichdann ein Kathodenpotential von 40,9V ergäbe.

Es besteht also Konsistenz zwischen der theoretischen Betrachtung von uns und von Kuehnel, aberein Widersprich zu den Spannungsangaben im Schaltbild.

Am Prototyp wurden die folgenden Meßergebnisse ermittelt:

Versorgungsspannung: ca. 388V unsere Annahme: 385VKathodenpotential: ca. 44V unsere Berechnung : 44VAnodenpotentiale: ca. 255V unsere Berechnung : 249V

Es ist damit eindeutig, daß die Spannungsangaben im Originalschaltplan unrichtig sind!


Seite 3-42

Von dem nun bekannten Arbeitspunkt ausgehend, kann die Verstärkung der Stufe anhand desentsprechenden Diagramms im Datenblatt abgeschätzt werden. Hierzu wird der Verstärkungsfaktor µund der Innenwiderstand rp abgelesen.


Nachteilig an diesem Diagramm ist, daß die Werte nur für eine Anodenspannung von 100V zurVerfügung stehen, während die tatsächliche Anodenspannung ca. 205V beträgt. Es werden jedochdie hier abgelesenen Werte verwendet, da die sonst übliche Methode der Bestimmung desInnenwiderstands mittels Anlegen einer Tangente im Kennlinienfeld ebenfalls fehlerbehaftet ist.


Nun soll er Verstärkungsfaktor für den Fall abgeschätzt werden, daß beide Anodenwiderstände nachwie vor den Wert 91kOhm besitzen. Es wird zunächst wieder nur ein einzelnes Röhrensystembetrachtet. Es wird zunächst unterstellt, daß sich das Kathodenpotential nicht ändert, man kann dasmit einer kapazitiven Überbrückung der Kathodenwiderstände modellieren. Es wird später gezeigt,daß diese, zunächst unsinnig scheinende, Annahme bei der Hinzunehme der Betrachtung deszweiten Röhrensystems Sinn ergibt.


Seite 3-43

Man erhält die folgende zeichnerische Darstellung:

+385V

R102391K

28K4R1022940R

Vout

Vin

R10201M

V1003A12AX7

31

2

Erster Ansatz zur Berechnung der Verstärkung

Im bestimmten Arbeitspunkt ergibt sich, unter Vernachlässigung der Gitterableitwiderstände derEndstufe:

)(

*

ia

a

RR

Rv

+−= µ

)5091(

91*100

Ω+ΩΩ−=kk

kv = -64,5


Seite 3-44

Wenn man nun das zweite Röhrensystem hinzunimmt und dieses betragsgleich und gegenphasigansteuert, dann ergibt sich die folgende zeichnerische Darstellung:

+385V

Vout 2

R102491K

+

+ -

V1003B12AX7

86

7

R102391K

+385V

14K2

R10211M

R1022470R

Vout 1

Vin

Vin

-

R10201M

V1003A12AX7

31

2

Hinzunahme des zweiten Röhrensystems

Die vorhin gedachten Kondensatoren wurden wieder weggenommen. Es soll nun begründet werden,daß das Kathodenpotential (in der Theorie, unter der Voraussetzung exakter Symmetrie beider Zweigeder Schaltung und bei absolut linearen Ug/Ia-Kennlinien) auch ohne diese Kondensatoren konstantbleibt.

Gehen wir vom Nulldurchgang der ansteuernden Spannung aus. Es ist sofort offensichtlich, daß sichdann am den Kathoden das bereits bestimmte Ruhepotential einstellt. Wenn nun dieAnsteuerspannung des „oberen“ Röhrensystems um einen bestimmten Betrag positiver wird, dannwird die Ansteuerspannung des „unteren“ Röhrensystems zeitgleich um exakt den gleichen Betragnegativer. Es ist sofort offensichtlich, daß sich diese entgegengesetzt wirkenden Einflüsse in Bezug aufdas Kathodenpotential gegenseitig aufheben.

Das Kathodenpotential bleibt also (theoretisch) bei der beschriebenen gegenphasigen Ansteuerungzeitlich konstant.

Auf die „obere“ Triode wirkt die Eingangsspannung Vin, damit ergibt sich an ihrer Anode dieAusgangsspannung –V* Vin = -64,5 * Vin.

Auf die „untere“ Triode wirkt die Eingangsspannung -Vin, damit ergibt sich an ihrer Anode dieAusgangsspannung –V* Vin = 64,5 * Vin.


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Ohne Änderung der elektrischen Eigenschaften der beschriebenen Schaltung kann die ansteuerndeSpannungsquelle auch potentialfrei wirken:

V1003A12AX7

31

2

R1022470R

-

R10211M

+

14K2

+385V

+385V

Vout 2

Vin

-Vin

R102391K

R10201M

+

R102491K

Vout 1

-

V1003B12AX7

86

7

Andere Darstellung der Eingangsspannungsquelle

Es ist jedoch offensichtlich, daß man dann auch eine einzige Spannungsquelle mit der Spannung2Vin zeichnen könnte. Diese wirkt dann als differentielle Ansteuerung.

Man erhält dann die folgende Verstärkung von der differentiellen Eingangsspannung zu denjeweiligen , auf Masse bezogenen Ausgangsspannungen:

V = Vin / Vout = 2 * Vin / 64,5 Vin = 32,2

Dieser Wert stimmt mit dem von Kuehnel (Seite 88) ermittelten Wert von 32 sehr gut überein, obwohlKuehnel einen völlig anderen, sehr viel aufwendigeren Rechenweg über eine Matritzengleichungbenutzt.

Nun soll untersucht werden, wie sich die in der Realität vorhandene Krümmung der Kennlinienauswirkt. Nehmen wir an der Momentanwert der Ansteuerspannung sei in der Nähe ihresScheitelwerts, dann sei das Gitter der oberen Triode im Vergleich zum Ruhepotential bereits sehrpositiv, während das Gitter der unteren Triode bereits sehr negativ ist. Eine weitere betragsgleiche Zu-bzw. Abnahme der Gitterpotentiale führt dann, aufgrund der Krümmung der Kennlinie, zu ungleichenZu- bzw. Abnahmen des Anodenstroms in beiden Trioden.

Die Zunahme des Stromes in der „oberen“ Triode sei größer, als die Abnahme des Stromes in der„unteren“ Triode. Damit nimmt die Summe des Stroms durch beide Röhren zu. Das führt aber zu einerAnhebung des Kathodenpotentials. Damit wird die resultierende Ansteuerspannung der „oberen“Triode kleiner, während sie bei der „unteren“ Triode zunimmt. Der Aufsteuerung der „oberen“ Triodewird entgegengewirkt, dem Sperren der „unteren Triode wird ebenfalls entgegengewirkt, womit dasKathodenpotential wiederum nicht übermäßig ansteiget. Die Zusammenschaltung der beiden


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Röhrensysteme stellt also eine starke Gegenkopplung für alle Einflüsse, die in beiden Zweigengleichermaßen vorhanden sind dar, während auf die Zweige unterschiedlich wirkende Einflüsseverstärkt am den Ausgängen erscheinen.

Bei einer unsymmetrischen Ansteuerung beider Trioden stellt sich (theoretisch) der Mittelwert desMomentanwerts beider Steuerspannungen zuzüglich des Ruhepotentials als Kathodenpotential ein.

Nun stellt sich die Frage, wie die Schaltung auf ein Ansteuersignal reagiert, daß auf beide Eingänge

gleichermaßen wirkt. Man denke sich hierzu beide Eingänge der Schaltung miteinander verbunden:

Vin

V1003A12AX7

31

2

+14K2

R1022470R

R102391K

R10211M

Vout 2

V1003B12AX7

86

7

Vout 1

R10201M

-

R102491K

+385V

+385V

Schaltung zur Untersuchung der Gleichtaktverstärkung

Wenn die Ansteuerspannung positiver wird, dann führt dies zu einer Anhebung des Katodenpotentials,damit nimmt die Summe des Stromes durch beide Trioden gleichermaßen zu. Das bewirkt eineidentische Abnahme des Anodenpotentials beider Trioden.

Es sei, im Hinblick auf andere mögliche Anwendungen der Schaltung, bemerkt, daß die differentiellabgenommene Ausgangsspannung, also die Spannung zwischen beiden Ausgängen auch im Zugedieses Vorgangs Null bleibt.

Es ist zudem, ebenfalls im Hinblick auf andere Anwendungen, sofort offensichtlich, daß dann, wennanstelle des kathodenseitigen Widerstandes eine Stromquelle wirksam wäre, die stets eine konstanteSumme des Stromes durch beide Trioden erzwingt, ein derartiges Signal nicht an den Ausgängenwirksam wäre.

Unter der nach wie vor gültigen Annahme der Symmetrie kann die weitere Untersuchung wieder aneinem einzelnen Röhrensystem erfolgen, dessen kathodenseitige Widerstandswerte gedoppeltwerden.


Seite 3-47

Es wird davon ausgegangen, daß der Presence-Regler voll „heruntergedreht“ ist, also dieGegenkopplung voll wirksam ist, sich der Wert des Potentiometers also zum kathodenseitigenWiderstand hinzugerechnet werden kann.

Es ergibt sich die folgende zeichnerische Darstellung:

+

V1003A12AX7

31

2

R1022940R

-

Vout 1

28K4

R10201M

+385V

Vin

R102391K

Rückführung der Gleichtaktverstärkung auf ein Röhrensystem

In Bezug auf den kathodenseitigen Anschluß von R1022 arbeitet die Schaltung als Kathodenfolger, eswurde bereits gezeigt, daß die Spannungsverstärkung eines mit er 12AX7 aufgebautenKathodenfolgers mit ungefähr 0,99 praktisch 1 ist.

Damit ruft eine Spannungsänderung an der Quelle Vin eine gleich große Änderung desKathodenpotentials hervor, die zu einer Stromänderung um den Wert di = dVin / (28K4 + 940R) =dVin / 29,34kOhm führt. Diese Stromänderung wird auch an R1023 wirksam und ruft an diesem eineSpannungsänderung di * 91kOhm = dVin * 91kOhm / 29,34kOhm = 3,1 * dVin hervor.

Somit läßt sich eine Gleichtaktverstärkung von -3,1 abschätzen.

Dies stimmt nicht mit dem Ergebnis von Kuehnel, -4,4 (Seite 89) überein, das auf anderem Wegeermittelt wurde. Das soeben ermittelte Ergebnis erscheint den Verfassern jedoch plausibel, da einErgebnis von -4,4 eine größere Anodenstromänderung als die dazugehörigeKathodenstromänderung bedingen würde.


Seite 3-48

Nun soll die Wirkungsweise des „dritten Eingangs“ im Kahodenpfad untersucht werden. Auch hier wirdvon einem „voll heruntergedrehtem“ Presence-Regler ausgegangen. Es ergibt sich die folgendezeichnerische Darstellung:

R10211M

Vout 2

R102391K

+385V

R10201M

Vout 1

R1022470R

+385V

+

V1003B12AX7

86

7

V1003A12AX7

31

2

14K2-

R102491K

Vin

Schaltung zur Untersuchung des „dritten Eingangs“

Auch diese Schaltung kann, da Symmetrie herrscht, wieder auf ein einziges Röhrensystemzurückgeführt werden:

R102391K

R10201M

Vout 1

R1022940R

+385V

+

V1003A12AX7

31

2

28K4-

Vin

Rückführung auf ein einziges Röhrensystem

10K

20K


Seite 3-49

Zunächst ist zu beachten, daß durch die im Gitterkondensator gespeicherte Ladung dasGitterpotential praktisch konstantgehalten wird.

Wenn die Spannung Vin sich im Nulldurchgang befindet, dann stellen sich die bereits bekanntenRuhepotentiale ein. Wenn nun die Spannung Vin positiver wird, dann bleibt, aufgrund deskonstantgehaltenen Gitterpotentials und der Wirkungsweise der Schaltung als Kathodenfolger dasKathodenpotential zunächst auch näherungsweise konstant. Das bedeutet, daß dieSpannungsdifferenz über den kathodenseitigen Widerständen geringer wird. Damit geht der Stromdurch die Röhre zurück. Das bedeutet eine Anhebung des Anodenpotentials. Wenn man dievollständige Schaltung mit zwei Röhrensystemen betrachtet, dann ist sofort einsichtig, daß diesePotentialanhebung an beiden Ausgängen gleichermaßen wirksam wird.

Umgekehrt bewirkt natürlich das negativer werden der Spannung Vin eine Vergrößerung derSpannungsdifferenz über den kathodenseitigen Widerständen und damit eine Zunahme des Stromsdurch die Röhre.

Eine Spannungsänderung dVin ruft eine Stromänderung dVin / (20K + 940R) = dVin / 20,94kOhmführt. Diese Stromänderung wird auch an R1023 wirksam und ruft an diesem eineSpannungsänderung di * 91kOhm = dVin * 91kOhm / 20,94 kOhm = 4,3 * dVin hervor.

Somit läßt sich eine Gleichtaktverstärkung von +4,3 abschätzen.

Kuehnel kommt hier, bei Berücksichtigung unterschiedlicher Anodenwiderstände, was bei obigerBetrachtung nicht der Fall ist, auf Werte von 3,9 und 4,14 (Seite 98).

Nun soll er Fall untersucht werden, daß die Schaltung nur an einem Eingang angesteuert wird,während der andere Eingang sich auf konstantem Potential befindet.

Man kann diese Situation auch als eine Überlagerung einer differentiellen Ansteuerung mit einerGleichtaktansteuerung beschreiben:

Unter Beibehaltung der „oberen“ und „unteren“ Position der Röhrensysteme in Bezug zum Schaltplanwäre dies der Fall, wenn gar keine Gegenkopplung vorhanden wäre, der Presence-Regler soeingestellt wäre, daß C1014 das rückgeführte Signal vollständig kurzschließen würde.

"unteres Gitter"

Vin/

2

-

A"oberes Gitter"

B"unteres Gitter"

A

+

-

-

+

Vin

Vin/2=

-

+

+

Vin/

2

"oberes Gitter"

B

Zerlegung der einseitigen Ansteuerung in eine Überlagerung einer differentiellen und einerGleichtaktansteuerung


Seite 3-50

+385V

Vout 2

V1003A12AX7

31

2

Vout 1

"unteres Gitter"

+385V

R102491K

R10201M

14K2

-

V1003B12AX7

86

7

R10211M

"oberes Gitter"

+

R1022470R

A

B

Vin

R102391K

Verdeutlichung der einseitigen Ansteuerung bei Abwesenheit des rückgeführten Signals

Aus der differentiellen Ansteuerung folgen die Ausgangsspannungsänderungen dU –32,2 Vin an der„oberen“ Anode und +32,2 Vin an der „unteren“ Anode. (Bezug: positiver werden der tatsächlichen,einseitig wirkenden Spannung Vin)

Aus der Gleichtaktansteuerung folgen die Änderungen der Ausgangssignale dU –3,1 * Vin an beidenAnoden.

Da wir hier von einem , idealisierten, linearen Verhalten ausgehen, können beide Einflüsse auch anden Ausgängen summiert werden:

Die Spannungsänderung an der „oberen“ Anode ist (-32,2 – 3,1) Vin = -35,3 Vin

Die Spannungsänderung an der „unteren“ Anode ist ( 32,2 – 3,1) Vin = 29,1 Vin

Das Verhältnis der Beträge der Spannungsänderungen ist 29,1 / 35,3 = 0,824.

Da man aber zwei betragsmäßig gleiche Ausgangssignale der Stufe braucht, denn die Endstufemuß ja zwingend symmetrisch angesteuert werden, wird die vorgefundene Ungleichheit dadurchkompensiert, daß nicht beide Anodenwiderstände den Wert 91kOhm haben, sondern der „obere“Anodenwiderstand, R1023, den Wert 82kOhm bekommt, womit sich die Verstärkung reduziert undder „untere „ Anodenwiderstand, R1024, den Wert 100kOhm bekommt, womit sich die Verstärkungerhöht. Man hat also in Folge der Ungleichheit der Widerstände dann symmetrischeAusgangssignale, wenn das zur Gegenkopplung rückgeführte Signal nicht vorhanden ist odererheblich schwächer ist als das „eigentliche“ Eingangssignal der Stufe.

Die Tatsache, daß sich mit den von uns ermittelten Werten der Gleichtaktverstärkung exakt das auchvon Fender gewählte Widerstandsverhältnis ergibt, bestärkt unser Vertrauen in die Richtigkeit dieserWerte, auch wenn sie nicht mit den Werten von Kuehnel übereinstimmen.


Seite 3-51

Nun müssen die bereits ermittelten Verstärkungsfaktoren noch an die „neuen“, der tatsächlichenSchaltung entsprechenden Werte der Anodenwiderstände näherungsweise angepaßt werden:

Differentielle Verstärkung, zur „oberen“ Anode: 32,2 * 82/91 = 29,0

Differentielle Verstärkung zur „unteren“ Anode: 32,2 * 100/91 = 35,4

Gleichtaktverstärkung zur „oberen“ Anode gittergekoppelt: - 3,1 * 82/91 = - 2,8

Gleichtaktverstärkung zur „unteren“ Anode gittergekoppelt: - 3,1 * 100/91 = - 3,4

Gleichtaktverstärkung zur „oberen“ Anode kathodengekoppelt: 4,3 * 82/91 = 3,9

Gleichtaktverstärkung zur „unteren“ Anode gkathodengekoppelt: 4,3 * 100/91 = 4,7

Ohne weitere Maßnahmen hätte man aber nun eine Unsymmetrie, wenn das rückgeführte Signalnahezu gleich groß wie das "„eigentliche“ Eingangssignal wäre. Da die Verstärkung der Endstufe weitkleiner als Unendlich ist, wird dieser Grenzfall in der Praxis nie eintreten. Um die folgende Betrachtungzu vereinfachen, gehen wir jetzt aber davon aus, daß die Endstufe eine Verstärkung von naheunendlich hätte, das bedeutet, daß die rückgeführte Spannung nahezu gleich derEingangsspannung wäre, es würde lediglich ein unendlich kleines Differenzsignal verbleiben, daß zuAussteuerung der Endstufe ausreichen würde.

Dann kann man im Sinne der folgenden Betrachtung die Eingänge auch direkt miteinanderverbinden und an die gedachte Signalquelle anschließen, um die interessierende Situationvereinfacht „nachzustellen"

Wir gehen zunächst davon aus, daß der „dritte Eingang“ nicht beschaltet ist.


Seite 3-52

Es ergibt sich dann die folgende Schaltung, die bereits mit gleichen Werten der Anodenwiderständeuntersucht wurde:

+385V

R102382K

+

R10201M

R1024100K

14K2

V1003A12AX7

31

2

+385V

Vin

Vout 1

V1003B12AX7

86

7

R1022470R

-

Vout 2

R10211M

Schaltung zur Untersuchung des Verhaltens bei annährend gleichen Eingangssignalen an beidenEingängen

Aufgrund der nun, in Folge der unterschiedlichen Anodenwiderstände, unterschiedlichen Werte fürdie Gleichtaktverstärkung, von 2,8 und 3,4, ergibt sich nunmehr wieder ungefähr die dieUnsymmetrie, die man gerade im letzten schritt, für das andere Extrem des Verhältnisses derEingangsspannungen zueinander, beseitigt hat.

Es wird nun eine Kompensationsmöglichkeit gesucht, deren Wirkung proportional zur (relativen)Amplitude des rückgeführten Signals ist.

Genau dies kann durch die Verbindung des rückgeführten Signals mit dem „dritten Eingang“ erreichtwerden.

Es wurde gezeigt, daß die über ihn wirksame Gleichtaktverstärkung, in ihrem Wert festgelegt durchdas Verhältnis der anoden- und kathodenseitigen Widerstände, zur über die Gitter bewirktenGleichtaktverstärkung betragsmäßig gleich und vorzeichenmäßig entgegengesetzt ist. Wenn manalso die rückgeführte Spannung auch an den „dritten Eingang“ anlegt, dann ergibt sich im hierbetrachteten Fall eine gegenseitige Aufhebung der beiden Gleichtaktverstärkungsmechanismen,man hat auch bei unterschiedlichen Werten der Anodenwiderstände im betrachteten Fall keinAusgangssignal, im realen Fall ein symmetrisches Ausgangssignal.


Seite 3-53

Vout 2

+

V1003B12AX7

86

7

R10211M

R10201M

V1003A12AX7

31

2

14K2R1022470R

-

+385V

Vout 1

R102382K

+385V

R1024100K

Vin

Verwendung des „dritten Eingangs“

Es ist sofort zu erkennen, daß mit der Verbindung der Eingangsspannung mit dem Fußpunkt desKathodenkreises eine Änderung der Eingangsspannung im selben Maße auf die Gitter wie auf denKathodenkreis wirkt, die Spannung über den kathodenseitigen Widerständen ist daher zeitlichkonstant, damit ist auch das Potential an beiden Anoden zeitlich konstant. (Die ist natürlich eineNäherung, die Abhängigkeit des Anodenstroms von der Anodenspannung wird hier vernachlässigt)

10K


Seite 3-54

Abschließend ergibt sich die folgende Konstellation

Vout 2

Eingangsspannung

+

V1003B12AX7

86

7

R10211M

R10201M

V1003A12AX7

31

2

rückgeführte Spannung

14K2

+-

R1022470R

-

+385V

Vout 1

R102382K

+385V

R1024100K

Die Verbindung der Schaltung mit der Eingangsspannung und der rückgeführten Spannung

Mit diesem genialen Schaltungstrick hat Fender erreicht, daß sich über eine große Spannweite desVerhältnisses von Eingangsspannung und rückgeführter Spannung stets eine symmetrischeAnsteuerung der Endstufe ergibt. Dies ist wiederum die Voraussetzung dafür, daß man mit demPresence-Regler die, musikalisch wichtige, Möglichkeit hat, das Gegenkopplungsverhältnis in weitenGrenzen einstellen zu können.

Der Fall, daß die rückgeführte Spannung größer als die Eingangsspannung ist, braucht nichtberücksichtigt werden, da er prinzipbedingt niemals vorkommen kann.

Nun sollen noch einige Details der Stufe betrachtet werden.

Mit C1011 (47pF) wird die obere Grenzfrequenz der Stufe festgelegt. Es ergibt sich ein Tiefpaß mit derParallelschaltung aus dem Innenwiderstand der Trioden von 50kOhm und deren Anodenwiderstandvon 100 kOhm (bzw. 82kOhm, was nicht weiter betrachtet wird), was 33kOhm ergibt und demdoppelten der vorhandenen Kapazität von 47pF, da diese nicht gegen Masse, sondern gegen dasgegenphasige Signal geschaltet ist. Es ergibt sich eine Grenzfrequenz von 50kHz, das zeigt das dieserKondensator in erster Linie zur Unterdrückung möglicher HF-Selbsterregungen vorgesehen ist.

10K


Seite 3-55

Wenn der Presence-Regler auf minimale Gegenkopplung eingestellt ist, dann wird das rückgeführteSignal durch C104 kurzgeschlossen. Die untere Grenzfrequenz der Parallelschaltung von C1014 mitder Quellimpedanz aus dem Presence-Regler und R1029 (4,2kOhm) ist 400 Hz.

Es soll die Amplitude des rückgeführten Signals abgeschätzt werden:

Die Ausgangsleistung des Bassman ist laut Literaturangaben ungefähr 40W. Das entspricht einerSpannung von 8,94V an 2 Ohm.

Diese Spannung wird mit R1029 und dem Presence-Potentiometer (5kOhm) heruntergeteilt, wenn,wie hier betrachtet, das Presence-Potentiometer so eingestellt ist, daß C1014 unwirksam ist.

Die in den Kathodenkreis eingekoppelte Spannung ist dann, bei 40W Ausgangsleistung, 8,94V * 5K /(5K +27K) = 1,4V.


Seite 3-56

Die Analyse der Endstufe

Allgemeines

In der Endstufe findet die für das Treiben des Lautsprechers notwendige Leistungsverstärkung statt. InAnalogie zu der Schaltung des Bassman 5F6-A wie auch den allermeisten anderenGitarrenverstärkerschaltungen ist die Endstufe des WILDCAT Bassman Plus eine Klasse-AB-Gegentaktendstufe. Sie hebt sich von dem Eintaktverstärker (z. B. Kathodenschaltung) imWesentlichen durch einen höheren Wirkungsgrad und eine bessere Ausnutzung der magnetischenEigenschaften des Transformatorkerns ab.

In den folgenden Abschnitten sollen nun zunächst Funktionsweise und Besonderheiten von Röhren-Gegentaktendstufen geschildert werden. Anschließend wird dann die Endstufe des Bassman imSpeziellen behandelt.

Die prinzipielle Funktionsweise einer Gegentaktends tufe

In der folgenden Abbildung ist die Prinzipschaltung einer Gegentakt-Endstufe dargestellt. DerAusgangstransformator TR1 hat entweder zwei identische Primärwicklungen oder eine Wicklung mitAnzapfung in der Mitte. Im Arbeitspunkt fließt durch beide Wicklungen ein geringer Ruhestrom. Da derRuhestrom durch die beiden Teile der Primärwicklung jeweils in entgegen gesetzter Richtung fließt,heben sich die zugehörigen Magnetfelder auf und der Transformatorkern ist feldfrei. Es ist keineVormagnetisierung vorhanden, der Trafokern kann symmetrisch und mit größtmöglicher Amplitudeausgesteuert werden.

Besitzt der Transformator eine genügend große Primärinduktivität, sodass bei der unterenGrenzfrequenz des Verstärkers der Magnetisierungsstrom noch gering ist, kann er näherungsweise alsidealer Spannungsübersetzer angesehen werden.

invertierterAusgang

P1

LOAD

83

5

4

P2

+Ub

Eingang

V2

83

5

4

V1

direkterAusgang

+Ub

Phasensplitter

SEC

+Ub

Prinzip der Gegentaktendstufe


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Es wird zunächst der sogenannte B-Betrieb betrachtet, der bei größeren Ausgangsleistungen auftritt:

In der positiven Halbwelle des Eingangssignals ist V1 leitend, während V2 gesperrt ist. Es fließt dannein dem Eingangssignal proportionaler Strom durch die Primärwicklung P2 des Ausgangstrafos, derdann, um das Übersetzungsverhältnis des Trafos vergrößert durch den Lastwiderstand fließt. Die amLastwiderstand abfallende Spannung erscheint dann, um das Übersetzungsverhältnis des Trafosvergrößert, zwischen der Versorgungsspannung +Ub und der Anode von V1.

Der Transformator übernimmt die Anpassung zwischen der hohen Impedanz der Röhrenstufe (siearbeitet mit hohen Spannungen und kleinen Strömen) und der geringen Impedanz desLautsprechers, der große Strömen bei kleinen Spannungen benötigt.

In der negativen Halbwelle des Eingangssignals drehen sich die Verhältnisse um: V1 ist nun gesperrt,während V2 leitend ist, nun ist die andere Hälfte der Primärwicklung, P2 stromdurchflossen. DiePolarität des im Kern erzeugten Magnetfelds ist umgekehrt, als dies beim Stromfluß durch P1 und V1der Fall war. Damit ergibt sich auch ein nun umgekehrter Stromfluß durch die Sekundärwicklung unddie Last.

An P2 ist die positive Versorgungsspannung am Wicklungsanfang (durch Punkt gekennzeichnet)angeschlossen, während sie bei P1 am Wicklungsende angeschlossen ist. Daraus resultiert dieunterschiedliche Wirkrichtung der von beiden Wicklungen verursachten magnetischen Flüssen imKern.

In der Praxis muß man die Endröhren stets mit einem Ruhestrom betreiben, um Verzerrungen in derNähe des Nulldurchgangs des zu verstärkenden Signals zu vermeiden. Diese Ruheströme sind fürbeide Endröhren identisch. Aufgrund der bereits besprochenen entgegengesetzten Wirkrichtungender von P1 und P2 verursachten magnetischen Flüsse heben sich die durch die Ruheströmeerzeugten magnetischen Flüsse gegenseitig auf.

Bei geringer Aussteuerung der Gegentakt-Endstufe wird keine der beiden Röhren vollständig gesperrt,der Strom in der positiv angesteuerten Röhre nimmt um genau den Betrag zu, um den der Strom inder negativ angesteuerten Röhre abnimmt. Dies ist der sogenannte A-Betrieb.Es ist zu beachten, daß, sowohl im A- als auch im B-Betrieb, bedingt durch die magnetischeKopplung der Primärwicklungen P1 und P2, die Spannung an Anode der gesperrten oder wenigerleitenden Röhre höher als die Versorgungsspannung ist, da sich die Differenzspannung zwischenAnode und Versorgungsspannung der „anderen“ Röhre, entgegengesetzt gepolt, zurVersorgungsspannung addiert.

Betrachtung des Ausgangswiderstands und der Gegenko pplung

Es werden hier Pentoden als Endröhren verwendet. Durch das zwischen Anode und Steuergitterbefindliche Schirmgitter ist der Anodenstrom bei gegebener Steuergitter- und Schirmgitterspannungweitgehend von der Anodenspannung unabhängig. Die Pentode arbeitet somit im Sinne einerspannungsgesteuerten Stromsenke. (Die in den Vorstufen verwendeten Trioden arbeiten dagegen alssteuerbarer Widerstand)

Als Beispiel dient die Kennlinie der häufig in Gitarrenverstärkern verwendeten Pentode 6L6GC: DieRöhre wirkt bei einer Gitterspannung von 10V nur bis zu einer Anodenspannung von ca. 25V als(geringfügig steuerbarer) Widerstand und geht oberhalb von 25V in den Stromsenkenbetrieb über.Wie man sieht, hängt der Anodenstrom bei konstanter Schirmgitterspannung hauptsächlich von derGitterspannung ab und nur geringfügig von der Anodenspannung (fast waagerechte Kennlinie).


Seite 3-58

Kennlinie der Röhre 6L6GC zur Verdeutlichung der Wirkungsweise als spannungsgesteuerteStromsenke. Quelle: Datenblatt General Electric.

Man könnte die Endstufe also auch wie folgt abstrahiert darstellen, indem man die Endröhren durchideale spannungsgesteuerte Stromsenken ersetzt:

V1

V2

SEC+Ub

direkterAusgang

P1

Phasensplitter

invertierterAusgang

LOAD

P2

Eingang

Abstrahierte Darstellung der Endstufe mit idealen Stromsenken


Seite 3-59

Bei weiterer Abstraktion kann man die gesamte Endstufe als eine SpannungsgesteuerteWechselstromquelle betrachten:

SEC

LOADEingang

P2

Weiter abstrahierte Darstellung der Endstufe

Auch der, als ideal angenommene, Übertrager kann „wegabstrahiert“ werden, man denke sich dannan dessen Stelle eine steilere Strom/Spannungskennline der Stromquelle.

LOAD

Eingang

Noch weiter abstrahierte Darstellung der Endstufe

Bei obiger Darstellung eist die Spannung über der Last stets der Eingangsspannung proportional.

Um die klanglichen Konsequenzen einer als Stromquelle arbeitenden Endstufe näher zu betrachten,ist es wichtig, die bisher angenommene Modellierung er als Last vorhandenen Lautsprecher alsohmschen Widerstand zu hinterfragen.

Tatsächlich handelt es sich hier um eine komplexes Zusammenwirken verschiedener, auchkomplexer, Impedanzanteile mit ausgeprägten Eigenresonanzen. Eine akustische Eigenresonanz,etwa in Verbindung mit dem Lautsprechergehäuse, hat auch Rückwirkungen auf die Impedanz, dajede Bewegung der Membrane ihrerseits eine Spannung in die Schwingspule induziert. DiesesResonanzverhalten wird in der folgenden Skizze, stark vereinfacht, als ein zur ohmschen Lastparallelgeschalteter LC-Schwingkreis dargestellt:

LOAD

Eingang

Vereinfachte Darstellung der tatsächlich vorhandenen Lautsprecherlast mit resonantenEigenschaften


Seite 3-60

Wenn man nun einen Strom in diese Last einprägt, dann wird der Resonanzkreis durch dieStromquelle in seiner durch die Energiezufuhr angestoßenen Eigenschwingung nicht bedämpft, dennder Ausgangswiderstand einer Stromquelle ist unendlich. Es findet lediglich eine Dämpfung durchden ohmschen Anteil der Last selbst statt. Damit ergibt sich im Resonanzfall eineSpannungsüberhöhung über der Last.

Die im akustischen System vorhandenen Resonanzeigenschaften machen sich bei geringererDämpfung stärker im Klangbild bemerkbar.

Klanglich hat Stromeinprägung zur Folge, dass die Bewegungen der Lautsprechermembran deutlichstärker von den dynamischen Eigenschaften der Lautsprechers selbst und des Gehäuses beeinflusstwerden. Da der Rückgang des Stromes durch die Schwingspule bei höheren Frequenzen, bedingtdurch deren Induktivität, durch eine Zunahme der Ausgangsspannung der Verstärkers kompensiertwird, ergibt sich durch die Stromeinprägung ein „spitzes“, höhenbetontes Klangbild.

Die üblichen HiFi- oder Transistorendstufen arbeiten dagegen mit Spannungseinprägung, sieentsprechen prinzipiell einer Spannungsquelle mit vernachlässigbarem Innenwiderstand:

LOAD

Eingang U

Vereinfachte Darstellung einer „üblichen“ Endstufe mit Spannungseinprägung

Der geringe Ausgangswiderstand der Spannungsquelle führt dazu, daß die Eigenschwingungen deslastseitigen Resonanzkreises bedämpft werden. Die Spannung über der Last ist von der Frequenzunabhängig, im Resonanzfall ergibt sich ein Minimum des Stromflusses durch die Last.

Die induktivitätsbedingte Zunahme der Impedanz der Schwingspule bei höheren Frequenzen führt,aufgrund der konstantgehaltenen Spannung, zu einem geringeren Stromfluß bei höherenFrequenzen.

Die im Lautsprecher gespeicherte mechanische Energie induziert beim Rückkehren der Membran inihre Ruheposition eine Spannung in die Schwingspule. Wenn die ansteuernde Endstufe einengeringen Ausgangsgwiderstand hat, dann wird die Schwingspule praktisch kurzgeschlossen, derdamit in der Schwingspule entstehende Stromfluß wirkt der Rückbewegung der Membran entgegen.Letztendlich wird die gespeicherte Energie in der Endstufe in Wärme umgesetzt. Bei der Ansteuerungmit Stromeinprägung führt dagegen die in die Schwingspule induzierte Spannung zu keinemzusätzlichen Stromfluß, die Bewegung der Membran wird nicht gebremst.

In der Praxis wird der tatsächlich wirksame Ausgangswiderstand einer Endstufe durch den Grad derangewendeten Spannungsgegenkopplung bestimmt. Je größer der Gegenkopplungsgrad, destokleiner ist der resultierende Ausgangswiderstand der Endstufe. Dies ist sofort einsichtig, wenn man sichvergegenwärtigt, daß eine Spannungsüberhöhung am Ausgang der Endstufe, etwa durch eineResonanz verursacht, über den Gegenkopplungspfad die resultierende Steuerspannung am Eingangder Endstufe reduziert, womit dem Anstieg der Ausgangsspannung entgegengewirkt wird.

Eine „von sich aus“ als Stromquelle arbeitenden Endstufe wird also, durch das Hinzufügen einerGegenkopplung, im Extremfall zu einer als Spannungsquelle arbeitenden Endstufe.


Seite 3-61

Im Bassman kann, mittels Variation des Gegenkopplungsfaktors über den Presence-Regler, derAusgangswiderstand der Endstufe in weiten Grenzen eingestellt werden. Diese Einstellung ist vonhoher musikalischer Wichtigkeit, je weniger man gegenkoppelt, desto „härter“ und durchdringenderwird der Klangeindruck.

Die Schaltung der Endstufe des WILDCAT Bassman Plus im Detail

Das folgende Bild zeigt die Endstufe des WILDCAT Bassman Plus im Detail:

R1028470R / 1W

AUSGANGSTRAFO

J1012

CON4

1234

+430VR1026220K

R1030100/3W

BR1004 0R0

2 Ohm weiß

Mate-n-Lok

BR1005

0R0

-BIAS2

V1005A5881

83

5

4

In-

R1025220K

A2 braun

V1004A5881

83

5

4

C10130.1uF 600V

In+

Mate-n-Lok

HT rot

BR1001 0R0

4 Ohm gelb / grün

Gegenkopplung

+432V

A1 blau 8 Ohm grün

+430V

R1027470R / 1W

BR1003 0R0

0 schwarz

J1011

CON9

1

2

3

4

5

6

7

8

9

-BIAS1

C10120.1uF 600V

BR1002 0R0

Die Endstufe des WILDCAT Bassman Plus

Die Eingangssignale gelangen, wechselspannungsgekoppelt über C1012 und C1013 an die Gitterder Endröhren. Über die Gitterableitwiderstände R1025 und R1024 wird die negativeGittervorspannung von –48V an die Gitter der Röhren geführt. Im Gegensatz zum Originalgerät kannman die exakte Höhe der Gittervorspannung im Netzteil einstellen.

Die Schirmgitter sind über R1027 und R1026 an die, „hinter“ der Siebdrossel im Netzteil abgegriffenen,daher brummfreien, Versorgungsspannung +430V angeschlossen. Durch die Widerstände ist einegeringfügige Rückwirkung des Schirmgitterstroms auf die Schirmgitterspannung vorhanden, mankann hier aber trotzdem von einem „reinen“ Pentodenbetrieb der Röhren ausgehen.

Der Ausgangstrafo ist über den Stecker J1011 mit der Endstufenplatine verbunden. Die Anoden derRöhren treiben die beiden Enden der Primärwicklung, deren Mittelanzapfung an Hochspannung liegt.Die Null-Ohm-Brücken BR1001 bis BR1004 ermöglichen die Umpolung der Trafo-Primärwicklung umeine phasenrichtige Gegenkopplung sicherzustellen. Die „richtige“ Belegung der Trafo-Anschlüsse istnicht dokumentiert. Es sind entweder BR1001 und BR1004 oder BR1002 und BR1003 bestückt.


Seite 3-62

Die Lautsprecher werden an J1012 angeschlossen. Parallel zum Lautsprecherausgang wurde einWiderstand 100 Ohm/3W vorgesehen, um bei einer Unterbrechung der Lautsprecherzuleitung einen,wenn auch geringen, Sekundärstrom am Ausgangsübertrager zu ermöglichen um primärseitigenSpannungüberhöhungen im Leerlauffall entgegenzuwirken.

Bestimmung des Arbeitspunktes der Endröhren

Für die Ermittlung des Arbeitspunktes kann man den Ausgangsübertrager als Kurzschluß ansehen. Dadie Schirmgitterversorgungsspannung (430V) praktisch der Anodenspannung (432V) entspricht, kannman die Kennlinie für die Triodenschaltung (meint: Schirmgitter und Anode miteinander verbunden)benutzen.

Da der äußere Widerstand (für Gleichspannung) praktisch Null ist, steht die Arbeitsgerade hiersenkrecht:

Auszug aus dem Datenblatt 5881 von Tung-Sol mit eingetragener Arbeitsgeraden (pink)

Da die Gittervorspannung durch eine externe Spannungsquelle bestimmt ist, muß zur Ermittlung desAnodenstromes der Schnittpunkt der Arbeitsgeraden mit der zur vorgegebenen Gittervorspannunggehörenden Kurve gesucht werden. Da keine Kurve für –48V vorhanden ist, wird von der Kurve für –


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45V ausgehend extrapoliert, man erhält einen Anodenstrom von ca. 30mA. Dies ist der sogenannteRuhestrom.

Ermittlung des Ausgangs-Kennlinienfelds der 5881 fü r ein Schirmgitterspannung von 430V

Für die Ermittlung der Ausgangsleistung wird ein Ausgangs-Kennlinienfeld benötigt, daß sich auf dietatsächlich vorhandene Schirmgitterspannung von 430V bezieht. Die Kennlinienfelder im Datenblattder 5881 beziehen sich auf eine Schirmgitterspannung von 200V.

Es ist also notwendig, das Ausgangs-Kennlinienfeld des Datenblatts entsprechend zu skalieren. DieSkalierung von 200V auf über 400V ist sehr groß und die im Folgenden angewendetenVereinfachungen und Linearisierungen führen daher durchaus zu Approximationsfehlern. Dennochreichen die Daten für eine grobe Abschätzung der Verhältnisse aus.Das Verhalten einer Pentode lässt sich in weiten Bereichen durch die Formel

23

+=+

S

SGSA

UUKII

µ

beschreiben, wobei IA, IS, UG und US Ströme und Spannungen an der Anode, bzw. dem Schirmgittersind. K ist ein Proportionalitätsfaktor, der von dem inneren Aufbau der Röhre abhängt. Die Annahmevon K als Konstante ist nur im Kleinsignalbereich möglich. In der folgenden Rechnung soll jedochvereinfachend angenommen werden, dass K unabhängig von der Anodenspannung sei. DieAbhängigkeiten zwischen K und der Gitterspannung müssen allerdings berücksichtigt werden. DieKonstante µS ist die Abschnür-Spannungsverstärkung der Röhre bezüglich des Schirmgitters. Siebezeichnet den Quotienten aus Schirmgitterspannung und der maximalen Gitterspannung, bei dernoch kein Anodenstrom fließt. In der folgenden Abbildung ist die Herleitung von µS aus den Daten derRöhre 5881 dargestellt. Es ergibt sich ein Wert von µS = 6,55.

Herleitung der Abschnür-Spannungsverstärkung (µµµµS) von Gitter und Schirmgitter aus demKennlinienfeld der Röhre 5881 in Triodenschaltung.


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Um separate Formeln für den Schirmgitter- und den Anodenstrom zu erhalten, sei weiterhinangenommen, dass diese in einem festen Verhältnis zueinander stehen. Der Faktor K kann dann in KA+ KS = K zerlegt werden, so das gilt:

A

S

A

S

K

K

I

I=

.

Damit lässt sich das Verhalten der Röhre wie folgt ausdrücken:

( )2

3

++=+

S

SGSASA

UUKKII

µ

⇒

23

+=

S

SGAA

UUKI

µ

und

23

+=

S

SGSS

UUKI

µ.

Der Faktor KA lässt sich nun abhängig von der Gitterspannung berechnen:

( )

( )2

3

+

=

S

refSG

refAA

UU

IK

µ,

wobei IA(ref) und US(ref) die Werte für Anodenstrom und Schirmgitterspannung aus dem Datenblatt derRöhre sind. US(ref) ist hier konstant 200V (siehe die im folgenden abgebildete von der italienischenFirma Audiomatica aufgenommene Kennlinie der 5881).Setzt man KA in die Modellformel ein, ergibt sich

( )

( )( )

( )

23

23

23

+

+=

+⋅

+

=

S

refSG

S

SG

refAS

SG

S

refSG

refAA U

U

UU

IU

UU

U

II

µ

µµ

µ

und analog

( )( )

23

+

+=

S

refSG

S

SG

refSS UU

UU

II

µ

µ

.


Seite 3-65

Jede einzelne Kurve der Kennlinienschar wird also skaliert mit einem Faktor, der von derGitterspannung und den Schirmgitterspannungen abhängt. Als Ausgangsbasis wurde dasKennlinienfeld von Audiomatica (folgende Abbildung) verwendet:

Von der Firma Audiomatica (www. Audiomatica.com) aufgenommenes Kennlinienfeld der 5881,das als Grundlage für die Extrapolation auf 430V Schirmgitterspannung verwendet wurde

Die Berechnungen und die grafischen Darstellung wurde mit einer wenig bekannten Spezialfunktionvon Microsoft Power Point durchgeführt. Es ergab sich das folgende Kennlinienfeld:

Das für 430V Schirmgitterspannung extrapolierte Kennlinienfeld


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Die Ermittlung der Ausgangsleistung

Der Ausgangsübertrager besitzt, wie durch Messung an dem verwendeten Replacement-Übertragervon TAD festgestellt wurde, ein Übersetzungsverhältnis von 2x22:1, d. h. jede der beiden primärenTeilwicklungen übersetzt mit dem Verhältnis 22:1 auf die Sekundärseite. Ein Lastwiderstand von 2Ω,der hier als rein ohmsch angenommen werden soll, bildet für eine Endstufenröhre also einenAnodenwiderstand von 2Ω * 222 = 968Ω. Diese Betrachtung gilt nur für den B-Betrieb, der aber imBereich der hier interessierenden oberen Leistungsgrenze von Bedeutung ist.

Die dem Lastwiderstand von 968 Ohm entsprechende Arbeitsgerade, mit den Punkten (430V / 0mA )und (0V / 444mA) wird ins Kennlinienfeld eingezeichnet (grün). Zusätzlich wird noch die Lasthyperbelfür die maximal zulässige Anodenverlustleistung von 46W eingetragen. Hierbei wird der TatsacheRechnung getragen, daß die Röhre nur während einer Halbwelle der Signalspannung leitet, währendsie in der anderen Halbwelle gesperrt ist. Daher kann die zulässige statische Anodenverlustleistungvon 23W (Quelle: Datenblatt Tung-Sol) verdoppelt werden. Die thermische Zeitkonstante der Anode istweit oberhalb der Periodendauer von Audiosignalen.

Ausgangskennlinienfeld einer Endstufenröhre mit Lastgerade des transformiertenAusgangswiderstandes (grün) und Leistungshyperbel (rot). In einer Halbwelle dürfen 2x23W = 46WAnodenverlustleistung an der Röhre auftreten, da sie in der anderen Halbwelle stromlos ist (B-Betrieb).

Man erkennt, dass über der Röhre mindestens 134,66V abfallen, wenn die Gitterspannung die 0V-Grenze nicht überschreiten soll (oberste Kurve der Schar). Damit fällt an der Last eineSpitzenspannung von

VVVU s 297135432(max) =−=

ab, und es ergibt sich eine effektive Leistung von

WV

R

UP

last

seff 46

9682

)297(

2

)( 22(max) =

Ω⋅=

⋅=


Seite 3-67

Außerdem muss an dieser Stelle noch erwähnt werden, dass der Innenwiderstand derSpannungsversorgung dazu führt, dass die berechnete Leistung nur kurzzeitig am Ausgang verfügbarist, da dann die Versorgungsspannung einbricht. Auf dieses Phänomen wird in der Beschreibung desNetzteils näher eingegangen.

Die Ermittlung der Anodenverlustleistung

Die in einer Endstufenröhre umgesetzte Verlustleistung setzt sich aus Ruhestrom- undLaststromverlusten zusammen. Die folgende Abbildung gibt einen Überblick über die Spannungenund Ströme rund um eine Endstufenröhre. Der Widerstand R ist der transformierte Lastwiderstand undLP die Primärinduktivität des Ausgangsübertragers unter Vernachlässigung der Streuinduktivität. LPüberbrückt den Lastwiderstand für Gleichstrom, kann aber in Bezug auf die im Verstärker auftretendenFrequenzen als unendlich groß angenommen werden. Der über R1027 fließende Schirmgitterstromführt zusätzlich einen Teil des Last- und Ruhestromes. Für die Berechnung der Verlustleistung wirdangenommen, dass dieser ebenfalls über die Anode fließe. Durch diese Vereinfachung entsteht einFehler, da sich die Schirmgitterspannung im Gegensatz zur Anodenspannung bei Signaleinwirkung imWesentlichen nicht ändert. Mit Rücksicht auf die Toleranzen der übrigen Parameter ist es jedochsinnvoll, diese geringe Abweichung in Kauf zu nehmen.

Ersatzschaltbild zur Betrachtung der Anodenverlustleistung. Der Transformator wurde durch seinNiederfrequenz-Ersatzschaltbild ersetzt, der Lastwiderstand wurde in den Primärkreis transformiert.

Für ein Sinusförmiges Signal us = US sin(t) berechnet sich die momentane Verlustleistung in einereinzelnen Röhre bei der Vorsorgungsspannung UHT und dem Ruhestrom IQ an dem (transformierten)Anodenwiderstand R als Produkt aus iA und uA (vgl. obige Abbildung):

( ) ( ) ( ) ( )( ) ( )( ) ( )( )

( ) ( )( )tUUIR

tU

tuUIR

tu

tuItitutitp

SHTQS

SHTQS

AQLAA

sinsin ⋅−⋅

+⋅=

−⋅

+=

⋅+=⋅=

.


Seite 3-68

Die mittlere Verlustleistung in einer Röhre ergibt sich dann gemäß

( ) ( )( )

( ) ( )R

UURIURIU

dttUUItR

UP

ssQsQHT

sHTQs

⋅⋅⋅−⋅⋅⋅−⋅+⋅⋅⋅⋅

=

⋅−⋅

+⋅⋅⋅

= ∫

πππ

π

π

4

422

sinsin2

1

2

0

.

Vereinfachend wurde hierbei angenommen, dass die Verluste in einer einzelnen Röhre ausschließlichinnerhalb der positiven Halbperiode auftreten (Ruhestromverluste treten u. U. auch an den Rändernder negativen Halbwelle auf).Die Verlustleistung hat bezüglich der Signalamplitude ein Maximum, wenn die Scheitelspannung desAnodensignals einen Wert von

( )

( )

V

mAV

RIUU QHT

s

255

968304302

2(max)

=

Ω⋅−⋅=

⋅−⋅=

π

π

annimmt.

Die Verlustleistung in einer Röhre während der leitenden Halbperiode beträgt dann

( ) ( ) ( )

( ) ( ) ( )

W

AAVV

R

RIRIUUP QQHTHT

d

5,239682

96803,02496803,04324322

2

242

2

222

2

222

(max)

=Ω⋅⋅

Ω⋅⋅+−⋅Ω⋅⋅+⋅=

⋅⋅⋅⋅+−⋅⋅+⋅

=

ππ

ππ

.

Die maximal zulässige Verlustleistung pro Röhre (23W) wird also auch im schlimmsten Fall geradenoch eingehalten Hierzu ist zu bedenken, daß der Fall einer kontinuierlichen sinusförmigenAnsteuerung in der Praxis nicht vorkommt, die Gitarrentöne enthalten stets auch Passagen mitgeringeren Lautstärken. Röhren verkraften zudem kurzzeitige Überlastungen problemlos.

Die Gesamtverlustleistung beider Endröhren ist dann 2 x 23,5W = 47W. Damit ist ein Wirkungsgrad derEndstufe in der Größenordnung nahe 50% zu erwarten. Sämtliche Verluste außerhalb der Röhrenwurden hierbei vernachlässigt, da viele hierfür relevanten Parameter, wie z. B. die magnetischenEigenschaften des Transformators, ohnehin nicht bekannt sind.


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Die Analyse des Netzteils

Allgemeines

Es wurde bereits erwähnt, daß das Netzteil, im Gegensatz zur sonst üblichen Betrachtungsweise, keinestabile, bei wechselnder Belastung konstante, Ausgangsspannung für die Anodenversorgungbereitstellen soll. Im Fall der Belastung soll sich ein Spannungseinbruch in ganz bestimmter Höhe undmit einem ganz bestimmten zeitlichen Verhalten ergeben, um den gewünschten klanglichen Effektzu erzeugen.

Das Netzteil stellt die folgenden Spannungen bereit:

- Anodenversorgungsspannung für die Endstufe

- Weiter geglättete Anodenversorgungsspannungen für die Schirmgitter der Endröhren und für dieVor- und Treiberstufen

- Negative Gittervorspannung für die Endstufe

- Heizspannung für die Vor- und Endröhren

Das folgende Übersichtsschaltbild zeigt das Netzteil in seiner Gesamtheit:

Das Übersichtsschaltbild des Netzteils

Zu den Heizfäden


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Der Netztransformator, ein dem Original-Trafo entsprechendes Replacement der Firma TAD, hat dreiSekundärwicklungen:

- die separate Heizwicklung für die Gleichrichterröhre mit einer Spannung von 5V- Die Wicklung für die Anodenversorgung mit Mittelanzapfung und einer weiteren Anzapfung für die

Gewinnung der negativen Gittervorspannung- Die Heizwicklung für die Vor- und Endröhren mit einer Spannung von 6,3V

Die Heizwicklung 6,3V hat eine Mittelanzapfung, die an Masse gelegt ist, dadurch hat man, imMassebezug gesehen, zwei gegenphasige Heizspannungen, deren Felder sich, bei vorhandenerSymmetrie in der Anordnung der Verkabelung und der Röhrenelektroden gegenseitig aufheben.Damit wird das durch die Heizspannung in den Signalweg eingebrachte Brummen reduziert.

Mit der Gleichrichterröhre V2001 (GZ34) erfolgt die Zweiweggleichrichtung derAnodenversorgungsspannung. Mit dem Standby-Schalter kann die Anodenversorgung, unterBeibehaltung der Röhrenheizung, unterbrochen werden.

C2002 und C2003 bilden, mit zusammen 40uF, den Ladekondensator. Dieser Wert ist, für heutigeVerhältnisse recht klein, so daß sich schon bei geringen Ausgangsleistungen eine recht hoheBrummspannung ergibt. Bei kleinen Ausgangsleistungen arbeitet die Endstufe im Klasse-A Betrieb.Schwankungen der Versorgungsspannungen wirken sich so kaum auf das Signal aus, da sie zugleichen Stromänderungen in beiden Wicklungen des Ausgangstrafos führen und damit nicht zueiner Änderung des magnetischen Flusses in seinem Kern beitragen. Beim Übergang in den B-Betriebzeigt sich dagegen eine deutlich sichtbare 100 Hz-Modulation des Ausgangssignals.

Wie ausführliche, im Kapitel „Das WILDCAT Low-Noise Netzteil“ beschriebenen, Untersuchungenzeigen, führt die Wegnahme dieses Brumms, bei gleichzeitiger exakter Reproduktion desSpannungseinbruchs, jedoch zu einem eher „langweiligen und braven“ Klang, die „Bizzeligkeit“ unddas Durchdringungsvermögen fehlen. Offensichtlich ist die 100 Hz-Modulation bei größerenAusgangsleistungen als ein klangbildendes Merkmal und nicht als ein Störeinfluß zu betrachten.

Die Versorgungsspannungen für die Schirmgitter der Endröhren und für die Vorstufen werden mit derSiebdrossel (10H) geglättet, so daß an diesen praktisch kein 100 Hz-Brumm mehr vorhanden ist. Esschließt sich eine weitere Filterkette, bestehend aus einzelnen R/C-Filtern an. Da die einzelnenFilterelemente Grenzfrequenzen im Bereich von 10Hz besitzen (die RC-Filter für die Vorstufen sogar imBereich von 1,5Hz) und bei Zweiweggleichrichtung Störfrequenzen über 100Hz auftreten, kann davonausgegangen werden, dass die Brummunterdrückung an den Schirmgittern besser als 20dB ist undfür die Vorstufen besser als 40dB.

Die Gittervorspannungen der Endstufenröhren müssen zwar stabil sein, es wird aber praktisch keineLeistung benötigt. Die Widerstände R1025 und R1026 in der Endstufenschaltung bilden einen Tiefpass mitC2009 und C2010. Die Grenzfrequenz liegt mit 0,7Hz deutlich unterhalb der unteren Grenzfrequenz desVerstärkers. Man kann daher davon ausgehen, dass das Verstärkersignal an den Schleifern derPotentiometer P2001 und P2002 (fast) vollständig gedämpft ist. Das bedeutet, daß, wie in derOriginalschaltung, der dynamische Innenwiderstand der Gitterspannungsquelle im Audio-Signalbereich vernachlässigbar ist. Dies ist für das Verhalten im Overdrive-Betrieb von Bedeutung, beidem kurzzeitig Gitterstrom fließen kann. Der Widerstand R2003 bildet mit C2008 und demnachfolgenden Netzwerk (näherungsweise ein 60kΩ Widerstand) einen Tiefpass mit einerGrenzfrequenz von 1,3Hz. Damit ist eine Brummunterdrückung von fast 40dB an C2008 zu erwarten, diedann von dem zuvor genannten Tiefpass noch auf über 60dB verbessert wird.

Außerdem bildet R2003 zusammen mit dem nachfolgenden Widerstandsnetzwerk einenSpannungsteiler, der die auf den negativen Scheitelwert gleichgerichtete Transformatorspannung(ca. -60V) durch 1,25 teilt, sodass an C2008 eine Gleichspannung von -48V zu erwarten ist. Über diePotentiometer können die beiden Gittervorspannungen einzeln von -40V bis -48V eingestellt werden.Damit lassen sich die Ruheströme in den Endstufenröhren getrennt voneinander zwischen 27mA und57mA (ermittelt aus Kennlinienfeld 5881 im Triodenbetrieb) einstellen. Die einstellbareGittervorspannung stellt eine Abweichung von der Original-Bassman Schaltung dar. Die Motivation


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hierfür ist die Möglichkeit einer exakten Symmetrieeinstellung der Ruheströme, da beiunsymmetrischen Ruheströmen der Transformatorkern im Arbeitspunkt nicht gleichfeldfrei ist.

Das statische Verhalten der Anodenversorgung im Ruh ezustand

Im folgende ist ein vereinfachtes Ersatzschaltbild der Anodenversorgung dargestellt. Die darinverwendeten Parameter wurden wie folgt ermittelt:

- Sekundärspannung des Netztrafos: 2 x 325V, aus Kuehnel, Seite 148- Ohmscher Widerstand des Netztrafos: Sekundär 2 x 49 Ohm, primär 2 Ohm, aus Kuehnel, Seite

148- Ohmscher Widerstand der Netzdrossel: 107 Ohm, aus Kuehnel, Seite 148- Induktivität der Netzdrossel: 10H, aus Kuehnel, Seite 148- Anodenstromaufnahme der Endstufe 2 x 30mA = 60mA aus vorstehender eigener Berechnung- Schirmgitterstromaufnahme der Endstufe 2 x 0,6mA = 1,2mA aus Kuehnel, Seite 148- Stromaufnahme der Eingangsstufe: 2 x 1,6mA = 3,2mA aus vorstehender eigener Berechnung- Stromaufnahme der Treiberstufe: 1,4mA aus vorstehender eigener Berechnung- Stromaufnahme der Kathodenfolgerstufe: 1,8mA aus vorstehender eigener Berechnung- Stromaufnahme Phasensplitter: 2 x 1,5mA = 3mA aus vorstehender eigener Berechnung

Alle genannten Stromaufnahmen beziehen sich auf den Ruhezustand ohne Signal

60mA

+

40uF

107R

2R

+

10uF

1,2mA

EingangsstufeTreiberstufeKathodenfolger

GZ3464

8

2

EndstufeAnoden

EndstufeSchirmgitter

49R

10H

3mA

4K7

230V

49R

Phasensplitter

10K

+

20uF

+

20uF

6,4mA

Ersatzschaltbild der Anodenversorgung mit Strömen im Ruhezustand ohne Signal

Im ersten Schritt soll der primärseitige Widerstand des Netztransformators auf die Sekundärseitetransformiert werden. Man erhält ein Windungsverhältnis n von 325 / 230 = 1,41, damit ergibt sich einsekundärseitig wirksamer Widerstand von 2 Ohm * n2 = 2 Ohm * 2 = 4 Ohm, der resultierendeGesamtwiderstand ist 49 Ohm + 4 Ohm = 53 Ohm.

Im folgende Schritt soll der stromabhängige Spannungsabfall an der Gleichrichterröhrenäherungsweise als ohmscher Widerstand modelliert werden. Hier kann jedoch nicht einfach diestatische Kennlinie der Röhre betrachtet werden, da nur während eines bestimmten Teils derHalbwelle der Netzspannung ein Strom fließt, der dann ein dem Kehrwert des Zeitanteils desStromflusses proportionalen Wert hat. Der Zeitanteil hängt aber wiederum vom Spannungsabfall ander Röhre und am Innenwiderstand des Netztrafos ab.


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Daher findet sich im Datenblatt der GZ34 eine „typische Anwendungsschaltung“, für die diegesuchten Werte direkt aus einem Kennlinienfeld abgelesen werden können:

Typische Anwendungsschaltung der GZ34 mit Kennlinienfeld mit interpolierter Kennlinie für denNetztrafo des Bassman. Quelle: Datenblatt Philips

Die Übereinstimmung der Parameter des im Datenblatt angegebenen typischen Transformators unddes im Bassman vorhandenen Transformators ist so exakt, daß eine Interpolation im Kennlinienfelsproblemlos möglich ist. An die interpolierte Kennlinie wird dann eine Tangente angelegt, um einevereinfachte Modellierung mit einem ohmschen Widerstand darzustellen.

Der hier angenommene Wert des Ladekondensators ist jedoch 50% größer als der tatsächlich imBassman vorhandene Ladekondensator.

Es ergibt sich, für die kombinierte Wirkung der Gleichrichterröhre und des Innenwiderstandes desNetztrafos, ein Widerstand von:

R = ∆U/∆I = (440V - 325V) / 250mA = 460Ω.


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Nun kann ein weiter vereinfachtes Ersatzschaltbild gezeichnet werden:

EndstufeAnoden

10K

+

10uF

3mA

460Vdc

6,4mA60mA

EingangsstufeTreiberstufeKathodenfolger

4K7

1,2mA

+

20uF

107R460R 10H

+

20uF

EndstufeSchirmgitter

+

40uF

Phasensplitter

Weiter vereinfachtes Ersatzschaltbild der Anodenversorgung

Die Spannung der hier modellierten Gleichspannungsquelle entspricht dem Scheitelwert derLeerlaufspannung des Netztrafos, sie ist 325V * 1,41 = 460V.

Nun können die Ruhepotentiale der einzelnen Ausgänge des Netzteils bestimmt werden:

Endstufe Anoden:

U = 460V – 460 Ohm * (60mA + 1,2mA + 3mA + 6,4mA)U = 460V – 460 Ohm * 70,6mAU = 469V – 32,5VU = 427,5V

Angabe im Originalschaltplan: 432V

Endstufe Schirmgitter:

U = 427,5V – 107 Ohm * ( 1,2mA + 3mA + 6,4mA)U = 427,5V – 107 Ohm * 10,6mAU = 427,5V – 1,1VU = 426,4V


Phasensplitter:

U = 426,4V – 4,7 kOhm * ( 3mA + 6,4mA)U = 426,4V – 4,7k Ohm * 9,4mAU = 426,4V – 44,2VU = 382,2V


Eingangs-, Treiber- und Kathodenfolgerstufe:

U = 382,2V – 10k Ohm * 6,4mAU = 382,2V – 64VU = 318,2V



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Die Übereinstimmung mit den Spannungsangaben im Originalschaltplan ist gegeben

Es fällt jedoch auf, daß die Messungen am Prototyp deutlich höhere tatsächliche Spannungswerteergeben:

Die tatsächliche Trafo-Leerlaufspannung ist nicht 460V sondern 522V.

Daraus folgen dann rechnerisch die nachstehenden Netzteil-Ausgangsspannungen:

Endstufe Anoden:

U = 522V – 460 Ohm * (60mA + 1,2mA + 3mA + 6,4mA)U = 522V – 460 Ohm * 70,6mAU = 522V – 32,5VU = 489,5V Spitzenwert

Messung am Prototyp: 481V (Spitzenwert) / 463V (Tiefstwert) Amplitude des 100 Hz-Brumms 18VppDie Übereinstimmung ist nun, mit einem Fehler von –1,7% gegeben. Damit ist die Modellierung derZusammenschaltung der Gleichrichterröhre und des Netztrafos bestätigt.

Aufgrund der Wirkung der Drossel muß mit dem Mittelwert 472V weitergerechnet werden.

Endstufe Schirmgitter:

U = 472V – 107 Ohm * ( 1,2mA + 3mA + 6,4mA)U = 472V – 107 Ohm * 10,6mAU = 472V – 1,1VU = 471V

Messung am Prototyp: 466V

Phasensplitter:

U = 471V – 4,7 kOhm * ( 3mA + 6,4mA)U = 471V – 4,7k Ohm * 9,4mAU = 471V – 44,2VU = 427V

Messung am Prototyp: 422V

Eingangs-, Treiber- und Kathodenfolgerstufe:

U = 427V – 10k Ohm * 6,4mAU = 427V – 64VU = 363V

Messung am Prototyp 352V

Man erkennt, daß die einzige signifikante Abweichung zwischen der anfänglichen Modellierung desNetzteils und dem tatsächlichen Verhalten des aufgebauten Netzteils in der unterschiedlichenLeerlaufspannung des nach Literaturangeben angenommenen und des tatsächlichen Netztrafosbesteht. Wenn man die tatsächliche Leerlaufspannung in das Modell einbringt, dann erhält manhinreichend übereinstimmende Ergebnisse.


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Das statische Verhalten der Anodenversorgung im Bel astungszustand

Nun soll die Ausgangsspannung der Anodenversorgung bei Belastung rechnerisch abgeschätztwerden. Da diese Rechnung vor dem Aufbau des Prototypen vorgenommen wurde, bezieht sie sichnoch auf die ursprünglich angenommene Trafo-Sekundärspannung von 460Vp im Leerlauf.Wird der Verstärker mit einem Signalausgesteuert, dann fließt der Laststrom von der hier modelliertenidealen Gleichspannungsquelle über den Innenwiderstand des Netzteils, die Last und die Anoden derEndröhren. Die maximale Leistung an der Last ist, wie bereits erläutert, abhängig von derVersorgungsspannung und der Anoden-Restspannung. Letztere ist von der Schirmgitterspannung, unddamit wiederum von der Versorgungsspannung abhängig: Sinkt die Versorgungsspannung, soverringert sich die maximal mögliche Leistung an der Last. Gleichzeitig verändert sich jedoch auchdie Anoden-Restspannung, die wiederum die Leistung an der Last beeinflusst. Die tatsächlicheAnodenspannung, die sich bei statischer Leistungsabgabe einstellt, lässt sich hier wieder durch eineFixpunktrechnung ermitteln: In jeder Iteration wird die Leistung am Lastwiderstand bei einerbestimmten, initial festgelegten Anodenspannung berechnet (unter Berücksichtigung der Anoden-Restspannung, die sich bei der gegebenen Anodenspannung einstellt). Der daraus resultierendeSpannungsabfall am Innenwiderstand der Spannungsversorgung wird im jeweils darauf folgendenSchritt berücksichtigt. Die Iteration wird so lange durchgeführt, bis sich das Ergebnis hinreichendgenau stabilisiert hat. Die Ergebnisse der Rechnung sind in der folgenden Abbildung dargestellt.

Verhältnisse in der Endstufe unter Berücksichtigung des Innenwiderstandes des Netzteils bei Abgabeder maximalen unverzerrten Sinusleistung, es wird noch von der ursprünglich angenommenenLeerlaufspannung von 460Vp der Anodenwicklung des Netztrafos ausgegangen.

Die Rechnung gilt nur für den statischen, eingeschwungenen Zustand, denn nur dann kann derEinfluss der Siebdrossel vernachlässigt werden. Außerdem stellt das Ergebnis lediglich eine sehr grobeNäherung dar, da einige Effekte, wie z. B. der nichtlineare Innenwiderstand derSpannungsversorgung, Einflüsse von Oberschwingungen, die durch die Verzerrung bei beginnenderÜbersteuerung auftreten, sowie Veränderungen der Verstärkung des Gesamtsystems, vernachlässigtwurden. Unter den genannten Bedingungen und Vereinfachungen ist mit einer Anodenspannung von350V und einer Leistungsabgabe von 30W (RMS) an einer ohmschen Last zu rechnen.


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Die Anodenspannung sinkt somit (wieder unter der Annahme von 460Vp Leerlaufspannung desNetztrafos) um 432V – 350V = 82V ab. Diese Größenordnung des Spannungseinbruchs wurde durchMessungen am Prototyp bestätigt. Die Spannung (Mittelwert) sank von ca. 470V auf ca. 390V ab.

Am Prototyp wurde eine Dauerleistung (Definition: es setzt gerade noch keine Begrenzung desSinussignals ein) von 25,6W gemessen. Man erkennt, daß die Größenordnung mit der berechnetenLeistung übereinstimmt. Die, trotz der in der Realität höheren Trafo-Leerlaufspannung, geringeretatsächliche Leistung ist zum einen auf die leichte Fehlanpassung durch den zu geringenLastwiderstand (1,8 Ohm statt 2 Ohm) und auch durch die ohmschen Verluste in den Zuleitungenund in der Sekundärwicklung des Ausgangsübertragers bedingt.

Wenn man diese zuätzlichen Widerstände mit 0,2 Ohm abschätzt und eine „Hochrechnung“ derGesamtleistung durchführt, dann ergäbe sich eine Leistung von 28,4W, die die Verlustleistung an denparasitären Widerständen mit einschließt.

Das dynamische Verhalten der Anodenversorgung bei L astwechsel

Aufgrund des nicht unerheblichem Rechenaufwands wird auf eine „händische“ Berechnungverzichtet, stattdessen wurde eine Simulation der Ersatzschaltung mit PSPICE durchgeführt. Es wurdevon einer aus dem Ruhezustand heraus durchgeführten Ansteuerung des Verstärkers mit einemsprunghaft zugeschalteten, dann in seiner Amplitude konstantbleibenden, Signal ausgegangen.

Die Ergebnisse der, ebenfalls noch von 460Vp Leerlaufspannung ausgehenden, Simulation sind inder folgenden Abbildung dargestellt:

Die Simulationsergebnisse für einen Lastsprung aus dem Ruhezustand heraus mit Bezug auf eineTrafo-Leerlaufspannung von 460Vp

Auffällig ist das, durch die Eigenresonanz des aus der Siebdrossel und den Sieb- und Ladeelkosgebildeten Schwingkreises hervorgerufene Überschwingen. Die Induktivität der Siebdrossel ist 10H(Quelle: Kuehnel, The Fender Bassman 5F6-A Seite 148). Die wirksame Kapazität entspricht derSerienschaltung aus dem Ladekondensator (2 x 20uF)und dem Siebkondensator (20uF), das ist13,3uF. Damit ergibt sich rechnerisch eine Eigenfrequenz von 13,3 Hz. Dies stimmt näherungsweisemit der in obigen Simulationsergebnissen ablesbaren Frequenz überein.


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Das folgende Oszillogramm zeigt die Verhältnisse an der Schirmgitterversorgung bei einemLastsprung am Prototyp. (100ms/DIV, 200V/DIV, GND unterer Bildrand).

Messung des Einbruchs der Schirmgitterversorgung am Prototyp (100ms/DIV, 200V/DIV, GND untererBildrand).

Die Spannung bricht von 470V auf 400V ein, das ist ein Einbruch um 70V, in der Simulation wurde einEinbruch um 60V ermittelt, der Unterschied ist auf die nicht exakt identische Ausgangsleistung beiMessung und Simulation zurückzuführen. Der Spannungseinbruch erreicht bei Simulation undMessung nach etwa 50ms seinen Endwert. Die Dämpfung der Eigenresonanz ist in der Realitätwesentlich stärker als in der Simulation, das Überschwingen bei Beginn der Belastung ist in der Realitätdeutlich schwächer ausgeprägt. Bei der Messung ist jedoch ein deutliches Überschwingen bei derRückkehr in den Ruhezustand festzustellen, es kann hier eine Frequenz von 12,5 Hz abgelesenwerden, das ist angesichts der üblichen Toleranzen von Elektrolytkondensatoren als hinreichendeÜbereinstimmung zu werten.

Die klanglichen Konsequenzen des dynamischen Verhal tend der Anodenversorgung

Festzuhalten ist nun, daß nur im ersten Moment nach Beginn der Belastung die volleVersorgungsspannung bereitsteht. Daher gibt der Verstärker zunächst die bereits berechnete Leistungvon ca. 47W an den Lautsprecher ab. Nach 150ms ist die Schirmgitterspannung und dieAnodenspannung auf ihr Minimum abgesunken, das hier näherungsweise dem Wert deseingeschwungenen Zustandes gleichgesetzt werden kann. Der Verstärker liefert dann also nur nochca. 30W. Wenn der Verstärker so ausgesteuert wird, daß er zu Beginn der Ansteuerung eine geradenoch unverzerrte Ausgangsspannung bei 47W Leistung liefert, dann führt die Reduktion derAnodenspannung unter Belastung dazu, daß die Endstufe dann das Signal bereits begrenzt, eskommen also Oberschwingungen zum Grundton hinzu.

Musikalisch betrachtet klingt durch dieses Phänomen der Saitenanschlag klarer und 1,9 dB lauter alsder Rest des Tones, was insgesamt zu einem prägnanteren Klang führt.


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Die 1,9dB führen beim Verklingen der Saite zusätzlich zu einer Klangverlängerung (Kompressor-Effekt),da die Gesamtverstärkung zusammen mit der Versorgungsspannung wieder ansteigt. Betrachtetman die mittlere Leistung zweier exponentiell abklingender Signale, so lässt sich dieKlangverlängerung daran messen, um welchen Betrag ein bestimmter Punkt auf der Kurve durch dieKompression verzögert wird. Exemplarisch sei hier als Bezugspunkt die Stelle gewählt, an der derFunktionswert auf -10dB abgesunken ist:

( ) ( )

( ) ( )

( ) %5,1910ln4730

ln

47

30ln

47

3010ln

30

47

10ln

010- Release

01

12

01

=−

=∆=

⋅−=−=∆

⋅−⋅−=⇔⋅=

−⋅−=⇔=−

−

dBW

W

t

tk

W

Wttt

W

WdBte

W

Wtf

dBtetf

dB

t

t

τ

τ

τ

τ

τ

.

Modellhafte Darstellung der abgegebenen Leistung über die Zeit bei einem sprunghaftbeginnenden und dann exponentiell abnehmenden Verlauf der Amplitude des Eingangssignalsunter Berücksichtigung des Einbruchs der Anodenversorgung.

Hierbei modelliert f1(t) die mittlere Leistung an der Last bei minimaler Verstärkung und f2(t) die Leistungbei maximaler Verstärkung. In dem obigen Diagramm sind die Zusammenhänge für einenSaitenanschlag mit exponentiellem Verklingen grafisch dargestellt. Vor dem Anschlag befindet sichder Verstärker in Ruhe und besitzt seine höchste Spannungsverstärkung. Nach dem Anschlag sinkt dieLeistung stark ab und folgt der Kurve f1(t) (Verstärkung im belasteten Zustand). Anschließend erholtsich die Versorgungsspannung, die Verstärkung steigt wieder an und die Lautsprecherleistung folgtf2(t). Durch die Erholphase wird das Verklingen um ca. 20% verzögert.


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Abschließend ist noch anzumerken, dass sich aufgrund der transienten Oszillation Klangfarbe undLautstärke während des Einschwingvorgangs periodisch ändern. Allerdings ist es äußerst fraglich, obderart leichte Nuancen tatsächlich wahrgenommen werden.

Bei lang anhaltender Belastung kann auch die Vorstufenversorgung einbrechen (unterste Kurve inobigen Diagramm), was sich ebenfalls als Kompression und Übersteuerung bemerkbar macht.Genau genommen verändert sich der Klang des Verstärkers also ständig in Abhängigkeit von dengespielten Noten und verleiht dem Stück dadurch eine lebhafte und charakteristische Färbung.

Die detaillierte Untersuchung des Verhaltens der An odenversorgung bei Lastwechsel durchMessung am Prototyp

Die folgenden Messungen wurden am Verstärker „WILDCAT Bassman Plus“ vorgenommen, der in dergewählten Konfiguration vollständig mit dem FENDER Bassman 5F6-A identisch ist.

Es wurde im ersten Schritt der statische Innenwiderstand der Anodenversorgung statische Innenwiderstand der Anodenversorgung statische Innenwiderstand der Anodenversorgung statische Innenwiderstand der Anodenversorgung wie folgt ermittelt:

Zunächst wurde die Höhe des Spannungseinbruchs bestimmt, wenn man den Verstärker im Leerlaufbetreibt und anschließend bis zur maximalen Leistung aufsteuert.

Am Ausgang des Verstärkers wurde ein Lastwiderstand 2,0 Ohm als Dummy-Load angeschlossen.Der Presence-Regler wurde auf „1“ gestellt.Die drei Klangregler wurden auf „10“ gestellt.Der Verstärker wurde in der „Original Bassman“ Einstellung betrieben.Als Eingangssignal wurde ein 1kHz-Sinussignal angelegt.

Kontrolle der Ausgangsleistung bei Ansteuerung: „Harter“ Overdrive am Ausgang, Rechteck mit +/-10,8V über 2 Ohm => P = 58W.

Betrieb ohne Eingangssignal:

Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 472V / Brumm 18VppSpannung Anoden GZ34: 496 Vp=> Spannung über GZ34: 15V Im Scheitelpunkt der Trafo-SekundärspannungStromflußzeit durch GZ34 / Halbwelle: 2,3 ms

Betrieb mit maximaler Aussteuerung („Harter“ Overdrive)

Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 386V / Brumm 42VppSpannung Anoden GZ34: 448 Vp=> Spannung über GZ34: 41V Im Scheitelpunkt der Trafo-SekundärspannungStromflußzeit durch GZ34 / Halbwelle: 3,4 ms

Nun werden die beiden so ermittelten Punkte auf der Arbeitskennlinie des Netzteils mit ohmschenWiderständen anstelle des tatsächlichen Verstärkers „nachgestellt“, damit man den Wert desInnenwiderstandes in Ohm bestimmen kann. Auf diese Weise wird die möglicherweisefehlerbehaftete Messung eines impulsförmigen Stromes umgangen.

Anstelle des Verstärkers wird eine Parallelschaltung aus dem Widerstand R und einemparallelgeschalteten Ladekondensator C = 40uF zwischen Kathode GZ34 und Masse geschaltet.(Das Kabel zum Standby Switch wird entfernt, an dessen Stelle wird die RC-Kombinationversorgungsseitig angeschlossen)


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Mit R = 1,5 kOhm: ( entspricht: Betrieb mit max. Aussteuerung)

Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 390V / Brumm 44VppSpannung Anoden GZ34: 450 VpStrom durch R: 390V / 1K5 = 260 mA

Mit R = 6,87 kOhm: ( entspricht: Betrieb ohne Eingangssignal)

Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 472V / Brumm 18VppSpannung Anoden GZ34: 498 VpStrom durch R: 472V / 6K87 = 68 mAZusätzlich wurde noch die Leerlaufspannung ermittelt:

Mit R = 100 kOhm: ( Leerlauf)

Spannung Kathode GZ34: Mittelwert 516V / Brumm nicht meßbarSpannung Anoden GZ34: 522 VpStrom durch R: 516V / 100K = 5 mA

Aus diesen drei Meßpunkten kann nun der Innenwiderstand abgeschätzt werden:

Innenwiderstand („zwischen“ „ohne Eingangssignal“ und „max. Aussteuerung“)

du / di = (472-390) V / ( 260 – 68) mA = 82V / 192 mA = 472 Ohm

Innenwiderstand („zwischen“ „Leerlauf“ und „ohne Eingangssignal“)

du / di = (516-472) V / ( 68 – 5) mA = 44V / 63 mA = 698 Ohm

Es zeigt sich ein nichtlineares Verhalten des Innenwiderstandes, es kann ihm also kein direkterZahlenwert zugeordnet werden.


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Im folgenden Schritt wird das Verhalten der Anodenversorgung bei dynamischem LastwechselVerhalten der Anodenversorgung bei dynamischem LastwechselVerhalten der Anodenversorgung bei dynamischem LastwechselVerhalten der Anodenversorgung bei dynamischem Lastwechseluntersucht. Hierzu wird sie wieder mit dem WILDCAT Bassman Plus-Verstärker, in seiner bereitsvorstehend beschriebenen Einstellung, verbunden. Der Verstärker wird mit einem Sinusburst mit derFrequenz 1kHz und einer Wiederholrate von 0,5 Hz angesteuert.

Alle nachstehend abgebildeten Messungen wurden mit einem Tastkopf 1 zu 100 durchgeführt. DasGND-Potential ist stets die Bildschirmmitte

Zunächst wurde mit „cleaner“ Aussteuerung gemessen.

Die Schwankungen der Versorgungsspannungen mit der Aussteuerung sind nur sehr klein.Dementsprechend ist auch die Hüllkurve der Verstärker-Ausgangsspannung über die Zeitdauer desBursts praktisch „eben“.

Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load = 2 Ohm bei „cleaner“ Aussteuerung.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Die Aussteuerung wurde erhöht, sie ist aber nach wie vor „clean“, ohne Clipping:

Nun ist schon eine deutliche Modulation der Hüllkurve zu erkennen.

Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load 2 Ohm bei noch „cleaner“, aber im Vergleich zumvorherigen Bild erhöhter Aussteuerung.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Das folgende Bild zeigt den dazugehörigen Verlauf der Anodenversorgungsspannung, man erkenntbereits einen Einbruch der Spannung durch die Belastung bei Ansteuerung des Verstärkers.

Spannung an der Kathode der GZ34, bei identischer Aussteuerung zu vorigem Bild.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Der Spannungseinbruch ist auch „hinter“ er Siebdrossel, an der Versorgungsspannung für die Vor- undTreiberstufe sowie die Schirmgitter, zu erkennen. Auffällig ist das, durch die Eigenresonanz des aus derSiebdrossel und den Sieb- und Ladeelkos gebildeten Schwingkreises hervorgerufene Überschwingennach dem Abklingen des Sinusbursts.

Spannung „hinter“ der Siebdrossel, bei identischer Aussteuerung zu vorigem Bild.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte

Die Periodendauer dieser gedämpften Schwingung kann auf dem obigen Oszillogramm mit 80 ms= 1/ 12,5 Hz abgeschätzt werden.

Die Induktivität der Siebdrossel ist 10H (Quelle: Kuehnel, The Fender Bassman 5F6-A Seite 148). Diewirksame Kapazität entspricht der Serienschaltung aus dem Ladekondensator (2 x 20uF)und demSiebkondensator (20uF), das ist 13,3uF. Damit ergibt sich rechnerisch eine Eigenfrequenz von 13,3 Hz,was sehr gut mit dem beobachteten Wert von ca. 12,5 Hz übereinstimmt.


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Die Aussteuerung wurde soweit erhöht, daß ein Clipping stattfindet, aber noch kein „Rechtecksignal“aus dem Verstärker kommt. Der Verstärker arbeitet im „leichten Overdrive“„leichten Overdrive“„leichten Overdrive“„leichten Overdrive“

Man erkennt, daß die Amplitude des Ausgangssignals zu Beginn des Bursts maximal ist und dannabfällt.

Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load 2 Ohm, deutlich ist der Amplitudenabfall zu Beginn desBursts zu sehen.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Bei zeitlicher Dehnung fällt die 100 Hz-Welligkeit des Ausgangssignals auf:

Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load 2 Ohm, entsprechend vorheriger Messung aber zeitlichgedehnt, deutlich ist der 100 Hz-Brumm zu sehen.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Das folgende Oszillogramm zeigt den Einbruch der Anodenversorgungsspannung in Folge derAnsteuerung mit dem Sinusburst. Man erkennt, daß die Höhe des Spannungseinbruchs mit stärkererAussteuerung zunimmt.

Spannung an der Kathode der GZ34, bei identischer Aussteuerung wie beim vorherigem Bild.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Der Spannungseinbruch in der Versorgungsspannung für die Vorstufen/die Schirmgitter nimmterwartungsgemäß ebenfalls zu:

Spannung „hinter“ der Siebdrossel, bei identischer Aussteuerung wie beim vorherigen Bild.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Die Aussteuerung wurde weiter erhöht, in den Bereich des „harten“ Overdrives“

Man erkennt eine Zunahme des Spannungsabfalls und vor allem der 100 Hz-Welligkeit:

Ausgangssignal parallel zu Dummy-Load 2 OhmTastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Bei zeitlicher Dehnung der Darstellung der Ausgangsspannung ist die starke 100 Hz-Modulationdeutlich zu erkennen:

Ausgangssignal parallel zu Rl = 2 Ohm, gedehnt, zur Sichtbarmachung des 100 Hz-Brumms.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Auch die Versorgungsspannung ist bei dieser hohen Aussteuerung noch stärker mit der 100 Hz-Brummspannung überlagert:

Spannung an der Kathode der GZ34, bei identischer Aussteuerung wie beim vorherigen Bild.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Die Versorgungsspannung für die Vorstufen/die Schirmgitter ist jedoch nach wie vor praktischbrummfrei:

Spannung „hinter“ der Siebdrossel, bei identischer Aussteuerung wie beim vorherigen Bild.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Auch hinter dem „ersten“ Siebwiderstand, an der Versorgungsspannung für die Treiberstufe, kann einSpannungseinbruch beobachtet werden:

Spannung über C2005, hinter dem „ersten“ Siebwiderstand, bei identischer Aussteuerung wie beimvorherigen Bild.Tastkopf 1 zu 100 / GND-Potential in Bildschirmmitte


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Aufbau, Test und Inbetriebnahme

Der erste elektrische Test und die Inbetriebnahme verliefen zügig und ohne größere Schwierigkeiten.Die gemessenen Werte erwiesen sich als hinreichend mit den vorangegangenen theoretischenÜberlegungen übereinstimmend, die Gegenüberstellung der theoretisch ermittelten und dergemessenen Werte erfolgte bereits bei den Beschreibungen der einzelnen Schaltungsteile.

Die folgenden Bilder sollen einen Eindruck vom Aufbau und von der ersten Inbetriebnahme desWILDCAT Bassman Plus vermitteln.

Die Leiterplatte des WILDCAT Bassman Plus von der Oberseite gesehen

Das Bild auf der Folgeseite zeigt die Unterseite der Leiterplatte des WILDCAT Bassman Plus. Es wurdenhochwertige, dem Originalgerät weitgehend entsprechende passive Bauteile eingesetzt.


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Die einzelnen, fertiggestellten Komponenten vor dem Zusammenbau. (Die linksseitigen Leiterplattengehören zum WILDCAT Dynamic Compressor) Alle Leiterplatten wurden in doppelter Ausfertigunggebaut, um den Effekt von Modifikationen durch schnellen A/B-Vergleich testen zu können.


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Der erste Testaufbau


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Messung von Arbeitspunkten am Prototyp


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Verfolgung des Gitarrensignals durch den Prototyp


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Der Klangeindruck stellt alle Beteiligten zufrieden


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Die ersten klanglichen Ergebnisse

Als erster Musiker testete der Berliner Rock- und Bues-Gitarrist Charlie Dieht den WILDCAT Bassman Plus.

Charly Diehl spielt über den WILDCAT Bassman Plus

Er machte eine interessante Beobachtung: Ihm fiel sofort die „Bizzeligkeit“ des Klangs auf, wenn eralleine spielte, fand er sie ein wenig unangenehm. Aber dann, im Zusammenspiel mit einemBassisten, war die „Bizzeligkeit“ nicht mehr störend wahrnehmbar. Stattdessen äußerte sie sich eineinem besonders guten Durchdringungsvermögen der Gitarre.

Wahrscheinlich ist diese Eigenschaft des Bassman auf die Modulation des Ausgangssignals mit einer100 Hz-Welligkeit zurückzuführen, die mit der Übersteuerung der Endstufe einsetzt.

Er spielte sehr gerne über den Bassman, der Klang gefiel ihm, das Zuhören war für alle Beteiligten einGenuss.


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Es folgte ein weiterer Test mit dem Gitarristen Axel Praefcke von der Band „Ike and the Capers“. Er warvom Klang des Bassman spontan begeistert, was sich dann in einem etwa fünfminütigen Gitarrensoloäußerte, das wohl allen Zuhörenden für immer im Gedächtnis bleiben wird.

Axel Praefcke spielt über den WILDCAT Bassman Plus


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Auf der Langen Nacht der Wissenschaften am 09.06.2007 wurden unsere WILDCAT-Verstärker daserste Mal der Öffentlichkeit präsentiert. Die Band "Ike an the Capers" und Sänger/innen des "Deutsch-Französische Chors" spielten ein authentisches 1950's/1960's-Programm mit Elvis-Songs über unsereVerstärker.

In der zweiten Hälfte des Konzerts kam der WILDCAT Bassman Plus zum Einsatz. Die Sänger/innen des"Deutsch-Französischen Chores" übernahmen den Part der legendären "Jordanaires". Es wurdenSongs aus der Zeit von 1957 bis 1961 gespielt, bei denen Hank Garland mitgespielt hatte.

Der zweite Teil des Live-Konzerts ( v. l. n. r.: Axel Praefcke, Christiane Klein, Corinne Kirchhoffer, KimSchott, Susanne Stöhr, Jürgen Devrient, Steffen Raphael Schwarzer, nicht sichtbar Thorsten Peukert,Ike Stoye, Michael Kirscht )

Besondere Höhepunkte waren die Songs "A Fool such as I" mit seinem faszinierendenSpannunsgbogen zwischen dem raffinierten Chorsatz und den ausdrucksstarken Gitarrenriffs und derSong "Little Sister", bei dessen Originalaufnahme im Studio B in Nashville Hank Garland mit einer Solid-Body-Gitarre über einen FENDER Bassman 5F6-A seine markanten Gitarrenriffs gespielt hat. Dieabsolut perfekte Übereinstimmung des Klangbilds der E-Gitarre zwischen dem 1961 (also 46 Jahrevorher) aufgenommenen Original und der Live-Darbietung war absolut verblüffend.

Man kann diese Übereinstimmung gut heraushören, da es in dem Stück Stellen gibt, an denen nurdie Gitarre Hank Garlands spielt Die Referenzaufnahme wurde direkt vom Masterband von 1961digitalisiert, sie ist erst vor wenigen Jahren auf der neu erschienen Elvis-CD "Such a Night" in diesergrandiosen Qualität veröffentlicht worden Es wurde sowohl bei der Aufnahme als auch beim Konzerteine Solid-Body-Gitarre von Fender verwendet


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Der systematische klangliche Test und die daraus en tstandenenSchlußfolgerungen für die Weiterentwicklung des WIL DCATBassman Plus

Allgemeines

Am 20.08. 2007 wurde der WILDCAT Bassman Plus gemeinsam mit Axel Praefcke im Tonstudio vonLIGHTNING RECORDERS Berlin ausführlich getestet.

Schritt 1: Test der „Original Bassman“-Konfiguratio n

Die auf der Folgeseite abgebildete Einstellung erwies sich als optimal:


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Die Gitarre wurde direkt an den Verstärker angeschlossen, nichts war dazwischengeschaltet.

Es klang genauso wie bei Hank Garland, ähnlich wie bei Little Sister und A Big Hunk Of Love,„bizzelig“, bluesig angezerrt, mit Nadelstichen, der Verfasser spürte einen starken Impuls aufzustehenund zu tanzen. Der Klang ging mehrdimensional auf, blieb dabei klar und durchsichtig. Es erinnerteden Verfasser an das Solo in der deutschen Version von „I Got Stung“ von Ted Herold. Es war absolutauthentischer „Late 50‘s“- Gitarrensolo-Klang. Der Verfasser hatte die Empfindung „10'000 Ameisenlaufen meinen Rücken herunter“.

Hierbei wurde über die untere, nicht spannungsteilende Buchse gespielt, die obere Buchse mit 1 zu 2Spannungsteiler bräuchte man eigentlich nicht, wenn man weniger Verzerrung der Eingangsstufe will,dann kann man das auch über den Lautstärkeregler an der Gitarre machen. Interessant war auch,der Unterschied zwischen der Verwendung der beiden Eingangsbuchsen, wenn Axel Praefcke im Stilvon Johnny Cash spielte, also rhythmisch, gedämpft, auf den unteren Saiten. Dann bekam der Klanges, wenn er über die nicht spannungsgeteilte Eingangsbuchse spielte eine mitreißende Dynamik, dieman bei der oberen Buchse so nicht hatte. Der Anschlag wurde sehr perkussiv.

Der zweite Eingangskanal wurde auch getestet. Eine gegenseitige Beeinflussung der Kanäle durchStellung der Lautstärkeregler, so wie beim DELUXE ist praktisch nicht vorhanden. Als sehr wichtig hatsich der BRIGHT-Schalter herausgestellt. Damit kann man Solis noch „nadelstichiger“ spielen. DieEmpfindung des Verfassers: „Wenn man das hört, dann kann man nicht mehr ruhig stehenbleiben. Esist, also ob die Töne ohne jeden Umweg direkt das Gefühlszentrum im Gehirn erreichen. Eineunglaubliche Intensität“. Bei gleichzeitigem Anschlag mehrerer Saiten entstanden ab einer gewissenLautstärke faszinierende Obertöne, wahrscheinlich ein Mischprodukt durch das nichtlineare Verhaltendes übersteuerten Verstärkers, die dem ansonsten glasklaren Klang eine bittersüße, bluesigeUntermalung gaben. Es erinnerte den Verfasser von der Empfindung her an den sich ebenfalls nichtvordergründiger Harmonieerwägung beugenden bitteren Geschmack eines Ingwerstäbchens.

Es wurden die folgenden Schlußfolgerungen gezogen: Man kann die 1 zu 2 geteilten Eingängeweglassen. Auch ein zweiter Kanal ist eigentlich nicht erforderlich. Der zweite Kanal ist nur historischbedingt, man hat früher oft zwei Instrumente über einen Verstärker gespielt.

Schritt 2: Test mit zugeschaltetem Federhall

Die Hallintensität wurde als stärker als bei sonst üblichen Verstärkern wahrgenommen, das wurde alsein Plus des WILDCAT Bassman Plus empfunden. Die zuschaltbare Klangregelung vor der Hallspirale„verdarb“ den Klang ein wenig, sie bringt keinen Vorteil. Die Klangregelung vor der Endstufe,entsprechend dem Original-Bassman reicht aus.

Es wurden die folgenden Schlußfolgerungen gezogen: Die Klangregler in der Vorstufe mitsamtUmschaltrelais und Schalter können wegfallen. Der Hall soll mit einem Fußschalter clicfrei ein- undausschaltbar sein.


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Schritt 3: Test mit Bypass des endstufenseitigen Kl angreglers (Boost-Funktion)

Wenn man den Klangregler überbrückt und die Endstufe direkt ansteuert, dann gerät diese schon beigeringeren Lautstärken in die Verzerrung. Das ist für Axel Praefcke ein nettes Extra, man kann es seinerMeinung nach gut gebrauchen, wenn man in kleinen Clubs spielt. Zudem dringt die Gitarre auf dieseWeise schon bei kleineren Lautstärken besser durch. Da man den Klangregler dann nicht mehr zurVerfügung hat, sollte dieses Feature seiner Meinung nach per Fußschalter clicfrei zuschaltbar sein,also z.B. nur kurzzeitig für ein Solo.

Es wurden die folgenden Schlußfolgerungen gezogen: Das Boost-Feature ist ein nettes Extra, daß denWILDCAT Bassman von anderen Verstärkern unterscheidet. Es muß jedoch per Fußschalter clicfreizuschaltbar sein.

Schritt4: Vergleich von Vorstufen- und Endstufenvez errung / MasterVolume

Die Vorstufe wurde „voll aufgedreht“ und das externe Master Volume, eingeschleift in „Loop3“,zurückgedreht. Der Klang änderte sich dann stark, das „glasige“, intensive Moment verschwand. DasKlangbild wurde kompakter, aber auch ein wenig mulmig. Aber es entsteht eine interessante Art derVerzerrung. Es klingt genauso wie bei Chuck Berry und bei den ersten R&B-Coveraufnahmen derRolling Stones, wie etwa Route 66.

Hierbei ist zu beachten, daß die gegenwärtige Ausführung des Master Volumes schaltungstechnischan der falschen Stelle sitzt, die Quellimpedanz für den Endstufeneingang wird durch das 1 MOhm-Poti erhöht, womit insbesondere die Höhen geschwächt werden.

Es wurden die folgenden Schlußfolgerungen gezogen: Master-Volume überarbeiten, ggf. vorKathodenfolger setzen, bei Platzmangel kann es aber auch entfallen, nice to have aber nichtunverzichtbar. Der eigentliche Knüller des Sounds kommt ganz klar aus der Endstufenverzerrung

Allgemeine Gedanken aus der gemeinsamen Diskussion im Zuge derTests:

Die ganze Aufführung der Band kann man als Gesamtkunstwerk sehen. Das fängt bei er sorgfältigausgesuchten Bühnenkleidung an und hört bei der Musik als solche auf. In diesem Kontext sindunsere Verstärker keine Technischen Geräte im herkömmlichen Sinne, die lediglich in Bezug auf ihrenNutzwert relevant sind, sondern sie sind Teil dieses Gesamtkunstwerks. Daher hat es einen ideellen,künstlerischen Wert, wenn sie authentisch, genau so wie in den 1950‘s, ohne Chips und Platinenaufgebaut sind. Hierzu Axel Praefcke sinngemäß: „Als ich über den handverdrahteten Deluxe gespielthabe, da habe ich mich einfach gut dabei gefühlt, in dem Wissen, das der Verstärker absolutoriginal ist, das da nicht noch irgendwo heimlich ein Chip versteckt ist. Da konnte ich dann auchnoch mal anders spielen. Es hat durch das Wissen um das Innenleben des Verstärkers noch mehrSpaß gemacht. Für so einen handgemachten Verstärker kann man viel höhere Preise erzielen“

Es dürfen sicht so viele Knöpfe und Bedienelemente vorhanden sein. Unübersichtlichkeit schreckt ab.Oft werden Verstärker von Anderen als ihrem Besitzer benutzt.. Die wollen sich dann auf der Stellesicher fühlen. Auf keinen Fall große Bedienfelder mit vielen Knöpfen. Im Zweifelsfall lieber mehrereFelder (vorne und hinten) mit dann weniger Knöpfen. Bedienelemente für Optionen werden besseraus dem Hauptbedienfeld herausgehalten.


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Zusammengefasste technische Schlußfolgerungen für d ieWeitetentwicklung des WILDCAT Bassman Plus:

- Handverdrahtung statt Leiterplatte, schön und übersichtlich, Plexiglas wo möglich und sinnvoll,daß man das Innere auch gut sehen kann

- Doppel-Fußschalter für Federhall und Boost. Das ist ein nettes Extra, ein verstecktes Glanzstück,das den WILDCAT Bassman Plus von anderen Verstärkern unterscheidet.

- Clicfreie Umschaltfunktion für Boost und Federhall anstelle der bisherigen Relais- Der Klangregler in der Vorstufe wird weggelassen- 1 zu 2 geteilte Eingänge werden weggelassen- Der zweite Kanal kann ohne Schaden weggelassen werden- Die Boost-Funktion wird, per Fußschalter clicfrei schaltbar, vorgesehen- Einbau des Master Volume bedenken, kann aber ggf. weggelassen werden- Die "Loop1"- Einschleifung ist überflüssig, man kann Effektgerät direkt in Eingang stecken

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Der WILDCAT BASSMAN PLUS - TU Berlin · 2010-04-16 · So ist er der bevorzugte Verstärker von Stevie Ray Vaughan, Buddy Guy, B.B.King, T-Bone Walker, Jeff Beck und vielen anderen