Elektronik 2 - Christiani Hochschule · paket in ein feststehendes kammartig hereingedreht wird. Man ändert dadurch die wirk- Man ändert dadurch die wirk- same Plattenﬂäche und

2Elektronik

ZusammenfassungZur Elektronik, dem jüngsten Teilgebiet der Elektrotechnik, zählt man die Vorgängeund Bauelemente, welche die Bewegung elektrischer Ladungsträger in Halbleitern undGasen technisch ausnutzen, außerdem die mit Halbleiterbauelementen und den klas-sischen Bauteilen Widerständen, Kondensatoren und Spulen gebildeten Schaltungen.Durch die großen Fortschritte in der Halbleitertechnologie, die heute vom preiswertenEinzelbaustein z. B. einer Diode bis zur hochintegrierten Schaltung in einem Gehäuseeine fast unüberschaubare Vielzahl von Bauteilen bereitstellt, hat die Elektronik alleBereiche der Elektrotechnik erfasst. Der Schwerpunkt der Anwendung liegt jedoch inder Informations- und Unterhaltungselektronik, der elektrischen Messtechnik, der Re-gelungstechnik und der Leistungselektronik. Ein weiter expandierendes Teilgebiet istferner immer noch die elektronische Datenverarbeitung EDV mit der Mikroprozessor-technik.

Die nachstehenden Abschnitte sollen eine Einführung in das Gebiet der Elektronikgeben und damit auch dem Ingenieur nichtelektrotechnischer Fachbereiche das erfor-derliche Grundlagenwissen vermitteln. Dazu werden zunächst die wichtigsten elektro-nischen Bauelemente mit ihrer Wirkungsweise und ihren typischen Daten vorgestelltund danach einfache Baugruppen, die häufig Bausteine umfangreicher Schaltungensind, behandelt, Lit. [1]–[6].

141R. Fischer, H. Linse, Elektrotechnik für Maschinenbauer, DOI 10.1007/978-3-8348-8304-9_2,© Springer Fachmedien Wiesbaden 2013

142 2 Elektronik

2.1 Grundlagen und Bauelemente der Elektronik

2.1.1 Allgemeine elektrische Bauelemente

2.1.1.1 WiderständeOhmsche Widerstände sind mit die wichtigsten Bestandteile elektronischer Schaltungen.Ihr Größenbereich umfasst etwa 10�2 � bis 109 �, wobei je nach zulässiger Belastungsehr verschiedene Ausführungen üblich sind. Allgemein unterscheidet man zwischen Wi-derständen mit einem Festwert und verstellbaren Widerständen.

Bauarten von Festwiderständen. Bei Drahtwiderständen (0,1 � bis 105 �) wird einLeiter aus einer Chrom-Nickel-Legierung über ein Keramikrohr gewickelt und mit einerSchutzglasur abgedeckt. Bei Betriebstemperaturen bis ca. 400 ıC können dadurch auchbei Verlustleistungen von über hundert Watt noch relativ kleine Baugrößen erreicht wer-den.

Bei Schichtwiderständen (10 � bis 109 �) bringt man auf einem Keramikkörper eineeinige �m starke leitfähige Schicht aus Metall, Kohle oder Metalloxid auf. Der Leistungs-bereich liegt hier vorwiegend zwischen 0,1 W bis 2 W.

Massewiderstände werden durch Pressen einer homogenen Widerstandsmasse mit ei-nem Bindemittel hergestellt, wobei man die Anschlussdrähte mit aufnimmt.

Widerstandsdaten. Festwiderstände werden durch ihren Nennwiderstand mit einem zu-lässigen Toleranzbereich und die Belastbarkeit bestimmt. Die Abstufung der verfügbarenNennwiderstände erfolgt nach internationalen IEC-Normreihen, wobei meist die Stufun-gen E6 (˙20 %), E12 (˙10 %) und E24 (˙5 %) mit 6 bzw. 12 oder 24 Werten pro Dekadeund den in Klammern angegebenen Toleranzen ausreichen.

Die Kennzeichnung der Widerstände geschieht entweder durch einen Aufdruck odermit Hilfe eines Codes mit umlaufenden Farbringen. Abbildung 2.1 zeigt als Beispiel dieVierfarbberingung, die für die Normreihen E6 bis E24 verwendet wird. Zur Kennzeich-nung von Widerständen ab E48 wählt man eine Fünffarbberingung mit drei Werteziffern.Für die Belastbarkeit der Widerstände gibt es ebenfalls eine Stufung mit Nennwerten vonz. B. 0,05 W, 0,1 W, 0,25 W, 0,5 W usw. Der jeweilige Wert wird vom Hersteller bis zueiner oberen Umgebungstemperatur z. B. 40 ıC garantiert.

Verstellbare Widerstände. Schiebewiderstände oder Drehwiderstände werden als ver-änderliche Vorwiderstände oder als Potenziometer eingesetzt. Für geringere Ansprücheund Belastungen verwendet man offene Kohleschichtpotenziometer (102 � bis 107 �) miteinem Kohlestift als Abgriff. Höherwertige Ausführungen haben einen Drahtwiderstand(10 � bis 104 �) und einen Metallschleifkontakt.

Der über den Abgriff einstellbare Widerstand eines Potenziometers muss nicht linearmit der Verstellung zunehmen. Durch Abstufungen des Leiterquerschnitts gibt es Ausfüh-

2.1 Grundlagen und Bauelemente der Elektronik 143

Abb. 2.1 Farbkennzeichnung von Widerständen (Farbcode mit 4 Ringen)

Farbe Widerstandswert in Ohm

1. Ring D1. Ziffer

2. Ring D2. Ziffer

3. Ring DMultiplikator

4. Ring =Toleranz in %

schwarz 0 0 100 –

braun 1 1 101 ˙1

rot 2 2 102 ˙2

orange 3 3 103 –

gelb 4 4 104 –

grün 5 5 105 ˙0,5

blau 6 6 106 –

violett 7 7 107 –

grau 8 8 108 –

weiß 9 9 109 –

gold – – 10�1 ˙5

silber – – 10�2 ˙10

keine – – – ˙20

rungen mit logarithmischem oder exponentiellem Verlauf des Ohmwertes in Abhängigkeitvom Drehwinkel.

Beispiel 2.1

Aus einem Gerät wird ein defekter Schichtwiderstand mit der Belastbarkeit 0,5 W undder Farbfolge braun – grün – orange – silber ausgebaut. Der Widerstand ist zu bestim-men und die maximal zulässige Betriebsspannung anzugeben. Nach Abb. 2.1 gilt dieZuordnung:

braun grün orange silber Ohmwert1 5 103 ˙10 % = 15 k� ˙10 %

Nach Gl. 1.13b ist die Verlustleistung P D U 2=R und damit

U D pP � R D

p0;5 W � 15 � 103 � D 86;6 V

144 2 Elektronik

Abb. 2.2 Kernbleche nachDIN 41302. a UI-Schnitt, b EI-Schnitt, c M-Schnitt

Aufgabe 2.1

Ein Widerstand hat die Farbringe gelb – rot – braun – silber. Es sind die Grenzwerteder Ohmwerte anzugeben.

Ergebnis: Rmin D 378 �, Rmax D 462 �

Aufgabe 2.2

Zwei Widerstände R1 D 200 � ˙ 10 % und R2 D 200 � ˙ 10 % sollen eineSpannung von 12 V auf 6 V teilen. Welche Grenzwerte entstehen unter Beachtungder Toleranz?

Ergebnis: Umin D 5;4 V, Umax D 6;6 V

2.1.1.2 SpulenAlle Spulen, die in vielfältigen Bauarten hergestellt werden, stellen keine reinen In-duktivitäten dar, sondern besitzen entsprechend ihrem Drahtquerschnitt auch einenWiderstand RL. Als Ersatzschaltung einer realen Spule entsteht damit die Reihenschal-tung von L und RL mit den Beziehungen nach Abschn. 1.3.2.2.

Eisenkernspulen. Durch einen ferromagnetischen Kern mit seiner Permeabilität� � �0, den man bei netzfrequenten Anwendungen meist aus Elektroblech ausführt,lässt sich nach Gl. 1.54 die Induktivität wesentlich vergrößern. Wegen der gekrümmtenMagnetisierungskennlinie infolge der Sättigung im Eisenweg wird L allerdings stromab-hängig.

Gestalt und Abmessungen der 0,1 mm bis 0,5 mm dicken, isolierten Bleche sind inDIN 41302 genormt. Hier werden für jede Schnittart und Baugröße Angaben über diezulässige Belastung und Ausführung der Wicklung gemacht (Abb. 2.2).

Durch die periodische Ummagnetisierung und induzierte Wirbelströme in den Blechenentstehen bei Wechselstrombetrieb mit den Anteilen Hystereseverluste und Wirbelstrom-verluste, sogenannte Eisenverluste. Sie betragen bei einer Wechselmagnetisierung mitB D 1;5 T, 50 Hz je nach Blechqualität etwa 1 W/kg bis 10 W/kg.


Abb. 2.3 Schaltzeichen für Kondensatoren. a allgemein, b gepolt, z. B. Elektrolyt-Kondensator,c einstellbar

Ferritkernspulen. Bei Frequenzen im kHz-Bereich werden bei aus Blechen geschich-teten Kernen die Eisenverluste zu groß. Man verwendet daher bis zu Frequenzen von10 MHz gesinterte Ferritkerne. Diese bestehen aus keramischen Werkstoffen hoher Per-meabilität wie Eisen- oder Nickeloxid und sehr geringer elektrischer Leitfähigkeit, die indie gewünschte Form gepresst werden.

Luftspulen. Bei sehr hohen Frequenzen, wo meist Induktivitäten von nur wenigen �Herforderlich sind, kommen reine Luftspulen zum Einsatz. Das Gleiche gilt auch dann für50 Hz-Anwendungen, wenn ein Induktivitätswert z. B. 100 mH völlig lastunabhängig ein-gehalten werden muss.

Aufgabe 2.3

Eine Induktivität benötigt bei f1 D 50 Hz einen Kern aus Elektroblech mit denDaten m D 0;14 kg und den spezifischen Eisenverlusten pFe D 2 W/kg.

Bei konstanter Flussdichte sind die Verluste bei f2 D 10 kHz abzuschätzen, wennman die Eisenmasse mit mFe � f1=f2 und die spezifischen Verluste mit pFe �.f2=f1/1;6 anzunehmen kann.

Ergebnis: PFe1 D 0;28 W bei 50 Hz, PFe2 D 6;73 W bei 10 kHz

2.1.1.3 KondensatorenNach Abschn. 1.2.1.1 besteht ein Kondensator aus zwei leitenden Schichten oder Plattenmit den beiden Anschlüssen und einer Zwischenisolation, die Dielektrikum genannt wird.Die technische Verwirklichung dieses einfachen Prinzips erfolgt in sehr unterschiedlichenAusführungsformen. Soweit erforderlich, kommt dies auch im Schaltzeichen (Abb. 2.3)zum Ausdruck.

Wickelkondensatoren. In der Bauform als Papierkondensator (bis 10 �F) werden zweiMetallfolien durch isolierende Papierzwischenlagen getrennt und zu einem Wickel auf-gerollt (Abb. 2.4). Ersetzt man das Papier durch eine Kunststofffolie, so spricht man voneinem Kunststoff-Folienkondensator (bis 100 �F). Anstelle der Metallfolien kann man dieleitende Schicht auch beidseitig auf das Dielektrikum aufdampfen, womit man besonders

146 2 Elektronik

Abb. 2.4 Aufbau eines MP-oder MK-Kondensators:1 Papier- oder Kunststoff-isolierung, 2 Metallbelag

kleine Abmessungen erhält. Kondensatoren mit einem auf die Papier- oder Kunststoffiso-lation aufgedampften Metallbelag (MP- oder MK-Kondensatoren) sind selbstheilend. Beieinem inneren Durchschlag verdampft infolge der kurzzeitig sehr hohen Stromdichte derMetallbelag an der Schadstelle, womit diese isoliert wird und der Kondensator betriebs-bereit bleibt.

Elektrolytkondensatoren. Der Aluminium-Elko besteht aus einem Wickel von zweiAlufolien, zwischen denen sich ein mit dem Elektrolyt getränktes Papier befindet. Beider Herstellung wird durch einen elektrolytischen Strom auf der Anodenfolie eine nichtleitende Schicht aus Aluminiumoxid erzeugt, welche dann das Dielektrikum bildet. Manbezeichnet diesen Vorgang als Formierung. Der Elektrolyt mit der Katodenfolie wird zurzweiten Kondensatorplatte. Aufgrund der hohen Dielektrizitätskonstanten des Oxides mit"r � 8 und der geringen Schichtdicke < 1 �m können Kapazitätswerte bis ca. 50.000 �Ferreicht werden.

Tantal-Elkos entstehen im Prinzip nach der gleichen Technik. Sie haben bei derselbenKapazität noch geringere Abmessungen, sind aber teurer.

Elektrolytkondensatoren gibt es bis zu Betriebsspannungen von etwa 500 V. Sie dürfennur mit Gleichspannung und richtiger Polung (Abb. 2.3b) betrieben werden, da sich an-dernfalls die Oxidschicht abbaut und der Kondensator dann zerstört wird. Falsch gepolteElkos können explodieren!

Drehkondensatoren. Die Ausführung erfolgt meist so, dass ein bewegliches Al-Platten-paket in ein feststehendes kammartig hereingedreht wird. Man ändert dadurch die wirk-same Plattenfläche und kann durch passende Formgebung auch den Verlauf C D f .˛/

in Abhängigkeit vom Drehwinkel ˛ beeinflussen. Drehkondensatoren gibt es bis etwa500 pF.


Beispiel 2.2

Ein becherförmiger MP-Kondensator mit einem Aufbau nach Abb. 2.4 habe den äuße-ren Wickeldurchmesser D D 30 mm und eine Höhe h D 80 mm. Das Dielektrikum mit"r D 4;5 sei d D 0;05 mm dick. Es ist die Kapazität des Kondensators zu berechnen,wobei die Stärke der aufgedampften Metallbeläge vernachlässigt werden kann.

Bei einer Länge l der abgewickelten Papierisolation gilt für die Plattenfläche A D l � hund wegen der doppelten Schichtung für die Kapazität nach Gl. 1.27

C D "r � "0 � A

dD "r � "0 � 2l � h

d

Für den zylindrischen Querschnitt des Wickels gilt bei 100 % Füllung die Bedingung

�

4D2 D 2d � l

Damit wird

C D "r � "0 � � � D2 � h

4d 2D 4;5 � 8;85 � 10�15 F

mm� � � .30 mm/2 � 80 mm

4 � .0;05 mm/2

C D 0;9 �F:

Aufgabe 2.4

Es ist die für einen Elektrolyt-Kondensator mit C D 0;1 F erforderliche Fläche A

zu bestimmen, wenn die Dicke des Dielektrikums aus Aluminiumoxid d D 5 nmbeträgt und "r D 8 ist.

Ergebnis: A D 7;1 m2

2.1.2 Grundbegriffe der Halbleitertechnik

Für den praktischen Einsatz von Halbleiterbauelementen ist es nicht unbedingt erforder-lich, ihren teils komplizierten Leitungsmechanismus zu überblicken. Es genügt meist, dieWirkungsweise des Bauteils zu kennen und bei Auslegung einer Schaltung die Kennwerteund Belastungsgrenzen zu beachten. Trotzdem sollen nachstehend einige grundlegen-de Erscheinungen der Halbleitertechnik, die in den meisten Bauelementen gleichartigauftreten, behandelt werden. Dies erleichtert es, einige typische Eigenschaften wie dieEmpfindlichkeit gegen Überlastung oder das Temperaturverhalten zu verstehen.

148 2 Elektronik

Abb. 2.5 Schema eines reinenSi-Kristalls mit Eigenleit-fähigkeit: 1 freies Elektron,2 Fehlstelle oder Defektelek-tron

2.1.2.1 Trägerbewegung in HalbleiternEigenleitfähigkeit. Halbleiterwerkstoffe haben meist einen kristallinen Aufbau mit einerregelmäßigen Anordnung der Atome in einer Gitterstruktur. Bei den wichtigsten jeweilsvierwertigen Elementen Silizium und Germanium stellt jedes der vier Valenzelektronendie Bindung zu einem Nachbaratom her und ist damit zunächst im Kristallgitter gebunden.In der Ebene dargestellt, ergibt dies ein Schema nach Abb. 2.5 mit einer Elektronenpaar-bindung nach allen vier Seiten. Der reine Kristall besitzt in diesem Zustand keine freienLadungsträger und ist daher ein idealer Isolator.

Bei Temperaturen > 0 K brechen nun durch die Wärmeschwingungen der Atome ein-zelne Paarbindungen auf, womit die betreffenden Elektronen als frei bewegliche negativeLadungsträger zur Verfügung stehen. Jedes freie Elektron hinterlässt an seinem Platzeine Fehlstelle (Loch, Defektelektron), die als positive Elementarladung wirkt. Durchdie Bewegung der Elektronen werden einige Fehlstellen wieder besetzt (Rekombinati-on) und an anderer Stelle entstehen so neue Löcher. Auf diese Weise wandern sowohlpositive wie negative Ladungsträger und es besteht eine Eigenleitfähigkeit, die bei 20 ıCden Wert �Si D 5 � 10�4 S/m hat und mit der Temperatur stark ansteigt (Kupfer etwa�Cu D 5 � 107 S/m). Man bezeichnet die Bildung der freien Ladungsträger durch die Wär-meenergie als thermische Generation (Abb. 2.5).

2.1.2.2 StörstellenleitfähigkeitDotieren. Durch kontrollierte Verunreinigung des reinen Si-Kristalls mit dreiwertigenElementen wie Indium, Aluminium oder fünfwertigen wie Arsen, Phosphor lässt sich dieLeitfähigkeit des Halbleitermaterials stark verändern. Je nach den gewünschten Eigen-schaften dotiert man Fremdatome zu Eigenatome in einem Verhältnis 1 zu 104 bis 108,wodurch die Leitfähigkeit in weiten Grenzen eingestellt werden kann. Man bezeichnetdie fünfwertigen Elemente, die ein überschüssiges Elektron in das Kristallgitter einbrin-gen, als Donatoren (Spender) und die dreiwertigen, denen ein Bindungselektron fehlt, alsAkzeptoren.

N-Leitung. Die Wirkung eines fünfwertigen Fremdatoms im vierwertigen Si-Kristall istin Abb. 2.6a dargestellt. Das fünfte Valenzelektron findet in der vierwertigen Gitterstrukturkeine feste Bindung, kann sich daher von seinem Atom (Donator) lösen und steht als freier


Abb. 2.6 Schema eines dotierten Si-Kristalls. a N-Leitung: 1 fünfwertiges Fremdatom (Arsen),2 Elektron, freie negative Ladung. b P-Leitung 1 dreiwertiges Fremdatom (Aluminium), 2 Defekt-elektron, freie positive Ladung, 3 vervollständigte Bindung

Ladungsträger zur Verfügung. Das Gleiche erfolgt bei den anderen Fremdatomen, so dassinsgesamt eine Vielzahl freier negativer Ladungsträger (N-Leitung) vorhanden sind.

Durch den Verlust eines Valenzelektrons wird das Arsenatom in Abb. 2.6a zu einemIon mit einer positiven Elementarladung, die allerdings im Kristallgitter ortsgebunden ist.Insgesamt ist der Halbleiter aber nach wie vor elektrisch neutral, da sich die negativenLadungen der freien Elektronen und die positiven der Gitterionen gegenseitig aufheben.

P-Leitung. Im Falle der Dotierung mit Akzeptoren wie z. B. Aluminium in Abb. 2.6bkönnen, da nur drei Valenzelektronen vorhanden sind, nicht alle Paarbindungen im Kris-tallgitter erzeugt werden. In der einen unvollständigen Bindung bleibt ein Loch oderDefektelektron übrig.

Kommt ein infolge der Wärmebewegung freies Elektron an so eine unvollständigeBindung, so kann es diese schließen, reisst aber damit an seiner ursprünglichen Stelleein Loch auf. Unter der Wirkung einer äußeren elektrischen Spannung wird die Elektro-nenbewegung in Richtung zum Pluspol erfolgen, womit die Löcher zwangsläufig in dieGegenrichtung und damit zum negativen Pol wandern. Sie verhalten sich also wie positiveLadungen. Das Dotieren mit Akzeptoren führt damit zu freien positiven Ladungsträgern(P-Leitung), während entsprechend das dreiwertige Fremdatom nach Vervollständigungseiner Bindungspaare eine ortsfeste negative Ladung trägt. Insgesamt ist der Halbleiternach außen hin wieder elektrisch neutral.

2.1.2.3 PN-ÜbergangRaumladungszone. In eine dünne Siliziumscheibe sollen durch Einwirkung geeigneterGase von der einen Seite fünfwertige, von der anderen dreiwertige Fremdatome eindrin-gen, so dass sich in der Mitte an ein Gebiet mit N-Leitung unmittelbar eines mit P-Leitunganschließt (Abb. 2.7a). In dieser Grenzschicht, dem PN-Übergang, stehen sich damit freieLadungsträger unterschiedlicher Polarität gegenüber und können sich als sogenannter Dif-fusionsstrom gegenseitig neutralisieren. Zurück bleiben auf beiden Seiten die ortsfesten

150 2 Elektronik

Abb. 2.7 Verhalten eines PN-Übergangs. a Keine äußere Spannung: � positive freie Ladung, ı ne-gative freie Ladung, b Spannung UB in Sperrrichtung, c Spannung UB in Durchlassrichtung

Ionen des Kristallgitters, womit auf der N-Seite eine positive Raumladung und auf derP-Seite eine negative Raumladung mit der Gesamtdicke d0 entsteht.

Wie bei einem geladenen Kondensator bilden diese einander gegenüberliegendenRaumladungen der Grenzschicht wie in Abb. 2.7a skizziert ein elektrisches Feld EE0 aus.Auf Ladungsträger in diesem Bereich wirken dann nach Gl. 1.2 mit F D qE Kräf-te, so dass sich ein dem Diffusionsstrom entgegengerichteter sogenannter Feldstromausbilden kann. Resultierend kommt es zu einem Gleichgewicht, d. h. im Bereich des PN-Übergangs fließt kein Strom mehr, was einem hochohmigen Zustand gleichkommt. Demelektrischen Feld EE0 entspricht nach der Grundgleichung U D El entlang der PN-Zoneeine Potenzialdifferenz, die man Diffusionsspannung UD nennt. Sie beträgt bei Siliziumals Grundmaterial etwa 0,7 V, bei Germanium ca. 0,3 V.

2.1.2.4 Eigenschaften des PN-ÜbergangsSperrrichtung. Wird die PN-dotierte Siliziumscheibe nach Abb. 2.7b mit dem Pluspolauf der N-Seite an eine Gleichspannung UB angeschlossen, so überlagert sich dem Feld EE0

das gleichgerichtete elektrische Feld EEB dieser äußeren Spannung. Die freien Ladungsträ-ger werden damit im Sinne des Feldstroms jeweils zu den Anschlüssen hin bewegt, dieElektronen der N-Seite also zum Pluspol der Spannungsquelle. Damit verbreitert sich dievon beweglichen Ladungen freie Zone auf d > d0 und der PN-Übergang wirkt hochoh-mig. Trotz der äußeren Spannung UB fließt damit nur ein sehr kleiner Strom, man sagt,das Siliziumplättchen wird in Sperrrichtung betrieben.

Durchlassrichtung. Polt man nach Abb. 2.7c die äußere Spannung UB mit dem Pluspolauf der P-Seite des dotierten Siliziums, so wirkt das elektrische Feld EB jetzt dem Raum-ladungsfeld E0 entgegen. Überschreitet UB den Wert der Diffusionsspannung UD D 0;7 V,so werden die freien Ladungen im Sinne des Diffusionsstromes in Richtung auf den


Abb. 2.8 PN-dotierter Si-Halbleiter als Diode

PN-Übergang bewegt, Dieser wird mit Ladungen überschwemmt und verringert seinenDurchlasswiderstand um viele Zehnerpotenzen. Der Halbleiter ist damit niederohmig, erwird in Durchlassrichtung betrieben und muss durch einen Vorwiderstand vor einem Kurz-schluss geschützt werden.

Ein Halbleiter mit einem PN-Übergang besitzt also Ventileigenschaften und stellt somiteine Diode dar, wobei das Schaltzeichen mit dem Durchlassstrom IF und der PN-Aufbaueinander nach Abb. 2.8 zugeordnet sind.

Sperrstrom. Die mit Abb. 2.7b definierte Sperrrichtung des PN-Übergangs gilt nur fürdie durch die Dotierung erzeugten sogenannten Majoritätsträger, also die Elektronen derN-Seite und die positiven Ladungen der P-Seite. Bereits bei Raumtemperatur entstehenaber durch die thermische Energie mit den Minoritätsträgern auch Ladungen der jeweilsanderen Polarität, für die der PN-Übergang durchlässig ist. Sie bilden den Sperrstrom, derbei 20 ıC nur ca. 1 ‰ des Durchlassstromes beträgt, bei Erwärmung aber stark ansteigt.

Durchbruchspannung. Steigert man die an einem PN-Halbleiter in Sperrrichtung ge-polte Spannung stetig, so wächst der Sperrstrom zunächst nur langsam an. Überschreitetdie elektrische Feldstärke im Bereich des PN-Übergangs aber einen kritischen Wert, sowerden die den Sperrstrom bildenden freien Ladungsträger so stark beschleunigt, dass sieweitere Valenzelektronen aus ihren Doppelbindungen herausschlagen können. Es entstehtdann bei der entsprechenden Durchbruchspannung ein lawinenartiger Anstieg des Sperr-stromes, der zur Zerstörung des Halbleiters führt.

2.1.3 Halbleiterbauelemente ohne Sperrschicht

2.1.3.1 ThermistorenUnter der Bezeichnung Thermistor (von thermal sensitiv resistor) fasst man alle Halb-leiterwiderstände zusammen, die ihren Ohmwert bei Erwärmung um mehrere Zehnerpo-tenzen ändern. Es handelt sich hierbei um Gemische verschiedener Metalloxide, die inScheiben- oder Stabform gesintert werden.

Heißleiter. Diese auch NTC-Widerstände genannten Bauelemente besitzen einen sehrgroßen negativen Temperaturbeiwert und damit Kennlinien nach Abb. 2.9. Der Wider-stand R20 bei 20 ıC liegt im Bereich 10 � bis 500 k�. Je nach Anwendung unterscheidetman zwischen fremdbeheizten Heißleitern und solchen, die durch ihren eigenen Laststromerwärmt werden.

152 2 Elektronik

Abb. 2.9 Thermistoren.a Widerstandskennlinien,b Schaltzeichen eines PTC-Widerstandes, c Schaltzeicheneines NTC-Widerstandes

Abb. 2.10 NTC-Widerstandzur Anzugsverzögerung einesRelais K

Anwendungen. Messheißleiter eignen sich für alle Aufgaben der Temperaturmessungund -überwachung, z. B. bei thermischem Überlastungsschutz elektrischer Geräte. Kom-pensationsheißleiter werden zur Temperaturstabilisierung von elektronischen Schaltungeneingesetzt. Anlassheißleiter dienen zur Unterdrückung von Einschaltstromstößen vor al-lem bei Kleinmotoren und Netzgeräten z. B. für PCs. Ihr Ohmwert sinkt durch die Eigen-erwärmung infolge des Laststromes innerhalb weniger Sekunden um Zehnerpotenzen. Mitdemselben Prinzip lassen sich auch Anzugs- und Abfallverzögerungen von Relais ver-wirklichen.

Beispiel 2.3

Auf der Spule eines Relais sind die Daten U D 12 V, R D 750 � angegeben. Zur An-zugsverzögerung wird nach Abb. 2.10 ein Heißleiter mit dem Widerstand R20 D 5 k�

bei 20 ıC und der zulässigen Verlustleistung Pv D 64 mW in Reihe geschaltet. Wiegroß darf der Heißleiterwiderstand RH im Dauerbetrieb höchstens sein, wenn er nichtwie im Bild angegeben bei eingeschaltetem Relais überbrückt werden kann? WelcheSpannung UB ist an die Schaltung anzulegen und welcher Strom I0 fließt bei nochkaltem Halbleiter?

Erforderlicher Betriebstrom des Relais

I D U

RD 12 V

750 �D 16 mA

Die Verlustleistung des Heißleiters bei Betrieb ist Pv D I 2 � RH, damit

RH D Pv

I 2D 64 mW

.16 mA/2D 250 �


Abb. 2.11 PTC-Widerstand alsGrenzstandmelder: 1 Signalge-ber

Erforderliche Betriebsspannung

UB D I.R C RH/ D 16 mA.750 � C 250 �/ D 16 V

Relaisstrom bei kaltem Halbleiter

I0 D UB

R C R20

D 16 V

5750 �D 2;78 mA

Aufgabe 2.5

Ein Relais mit den Daten U D 12 V, R D 600 � erreicht bereits bei Ia D 12 mAseinen Anzugsstrom. Welche Zeitverzögerung ta entsteht mit einem Heißleiter inReihe, der den Anfangswiderstand R20 D 6;4 k� hat und der alle zwei Sekundenseinen Widerstand bei Erwärmung halbiert?

Ergebnis: ta D 8 s

Kaltleiter. Diese PTC-Widerstände mit R20 D 1 � bis 100 k� haben einen großen posi-tiven Temperaturbeiwert (Abb. 2.9) und können ebenfalls entweder im Bereich der Frem-derwärmung oder der Eigenerwärmung eingesetzt werden. Im ersten Fall handelt es sichwieder um Temperaturfühler für Aufgaben der Mess- und Regelungstechnik, im anderenum alle Arten des Überlastungsschutzes.

Eigenerwärmte Kaltleiter werden häufig als Niveauregler in Öl- und Kraftstofftankseingesetzt (Abb. 2.11). Hat die Flüssigkeit den PTC-Widerstand erreicht, so kühlt er sichdurch die dann bessere Wärmeabgabe rasch ab und verringert dadurch seinen Ohmwertwesentlich. Die erzielte Stromänderung dient dann zur Signalabgabe.

2.1.3.2 VaristorenAuf der Basis von Siliziumkarbid oder Zinkoxid lassen sich Bauelemente herstellen, derenWiderstand beim Überschreiten einer bestimmten Ansprechspannung UN stark sinkt. Da-durch entstehen I=U -Kennlinien nach Abb. 2.12 mit einem ausgeprägten Knick bei UN.

154 2 Elektronik

Abb. 2.12 Varistoren. a I=U -und Widerstandskennlinie,b Bauform, c Schaltzeichen

Abb. 2.13 Überspannungs-schutz durch einen Varistor

Bei modernen Metalloxid-Varistoren bricht der Widerstand beim Überschreiten derAnsprechspannung von über 1 M� in weniger als 50 ns auf einige Ohm zusammen. Sieeignen sich dadurch sehr gut zum Schutz empfindlicher elektronischer Schaltungen vorkurzzeitigen Überspannungen, die sie auf den Ansprechwert begrenzen. Bei der Ausle-gung ist darauf zu achten, dass der Varistor weder im Normalbetrieb bei U < UN noch beieinem Überspannungsstoß überlastet wird. Richtwerte dafür sind eine mögliche Energie-absorption von 1 Ws bis 100 Ws und eine Dauerbelastbarkeit von 0,1 W bis 1 W je nachBaugröße.

Beispiel 2.4

Für welche Energieabsorption muss ein Varistor in Abb. 2.13, der die Überspannungbeim Abschalten der Induktivität L begrenzen soll, ausgelegt sein? Es ist U D 230 V,50 Hz, L D 200 mH.

Der Varistor muss die magnetische Energie der Spule im ungünstigsten Schaltaugen-blick, d. h. bei Strommaximum O� aufnehmen können. Nach Gl. 1.66 ist

O� Dp

2 � U

! LD

p2 � 230 V

314 s�1 � 0;2 HD 5;18 A

Damit gilt nach Gl. 1.55 für die magnetische Energie W

W D 1

2L O�2 D 1

2� 0;2 H � .5;18 A/2 D 2;68 Ws


Abb. 2.14 Fotowiderstände. a Kennlinienfeld, b spektrale Empfindlichkeit, c Schaltzeichen

Aufgabe 2.6

Die Induktivität in Beispiel 2.4 baut den Maximalwert ihres Stromes in 1 ms ab.Welche Überspannung entsteht?

Ergebnis: Umax D 1036 V

2.1.3.3 FotowiderständeBei diesen Bauelementen aus Mischkristallen (CdS, PbS) wird durch die Lichteinstrah-lung über ein Kunststofffenster im Gehäuse die Zahl der freien Ladungsträger erhöht,womit sich der Ohmsche Widerstand stark verringert. In Abhängigkeit von der Beleuch-tungsstärke E erreicht man Kennlinien nach Abb. 2.14a. Je nach verwendetem Materialerhält man eine unterschiedliche spektrale Empfindlichkeit S (Abb. 2.14b), deren Maxi-mum nicht innerhalb des sichtbaren Wellenbereichs von 0,35 �m bis 0,75 �m liegen muss.Die Ansprechzeiten betragen bei Helligkeitsänderung einige ms.

Anwendungen. Fotowiderstände haben zulässige Verlustleistungen von etwa 50 mW bis2 W und werden sehr vielfältig eingesetzt. Hauptanwendungsgebiete sind Lichtschrankenaller Art, Dämmerungsschalter und z. B. Flammwächter bei Ölbrennern.

2.1.3.4 Magnetfeldabhängige BauelementeHallsonden. Werden längliche, dünne Plättchen aus Indiumarsenid oder verschiedenenanderen Halbleitermaterialien (Abb. 2.15) in Längsrichtung von einem Steuerstrom IS

durchflossen und gleichzeitig senkrecht zur Fläche von einem Magnetfeld der Dichte B

durchsetzt, so entsteht zwischen den seitlichen Anschlüssen eine Hallspannung UH ge-nannte Potenzialdifferenz, die sich nach

UH D RH

d� B � IS D cH � B � IS (2.1)

156 2 Elektronik

Abb. 2.15 Hallsonden.a Bauform und Anschlüsse,b Schaltzeichen

Abb. 2.16 PotenzialfreieGleichstrommessung mit ei-ner Hallsonde: 1 Ringkern,2 Spule, 3 Hallsonde

errechnet. Ursache dieses Halleffektes ist die Ablenkung der Ladungsträger des Steuer-stromes im Magnetfeld. Der Faktor cH ergibt sich aus der Hallkonstanten RH des Materialsund der Plättchendicke d , er beträgt etwa cH D 1 V=.A � T/. Bei Steuerströmen von IS D100 mA und der Felddichte B D 1 T erhält man also eine Hallspannung UH D 100 mV.

Aufgrund ihrer kleinen Abmessungen von < 1 cm2 Fläche und < 1 mm Dicke kön-nen Hallsonden im Luftspalt elektrischer Maschinen zur Magnetfeldmessung eingesetztwerden. Erzeugt man nach Abb. 2.16 das Magnetfeld durch einen beliebigen Strom Id, sowird bei geeigneter Auslegung B � Id und damit die Hallspannung UH D C � IS � Id, wo-mit die Hallsonde als Multiplikator arbeitet. Diese Technik wird z. B. zur potenzialfreienGleichstrommessung verwendet (Beispiel 2.5).

Beispiel 2.5

Zur potenzialfreien Messung eines Gleichstromes Id D 20 A wird die Anordnung nachAbb. 2.16 aus einer Ringspule mit Luftspalt ı D 1 mm und einer eingebauten Hallson-de verwendet. Für die Hallspannung gilt UH D cH � B � IS, wobei cH D 0;8 V/(A � T)ist und ein konstanter Steuerstrom IS D 500 mA eingestellt wird.

Welche Windungszahl N muss die Spule erhalten, wenn der magnetische Widerstanddes Eisenwegs vernachlässigbar ist und bei Id D 20 A eine Hallspannung UH D200 mV auftreten soll?

Bei den gestellten Bedingungen muss bei Id D 20 A eine Felddichte

B D UH

cH � IsD 0;2 V

0;8 V=.A � T/ � 0;5 AD 0;5 T

in der Spule auftreten.


Zwischen Felddichte und Spulenstrom gilt nach Abschn. 1.2.2.3 die Zuordnung

B D �0 � H D �0 � N � Id

ı

Die erforderliche Windungszahl der Spule wird

N D B � ı

�0 � IdD 0;5 Vs � 10�3 m

m2 � 1;25 � 10�6 �s=m � 20 A

N D 20 Wdg.

Aufgabe 2.7

Die Anordnung in Abb. 2.16 erhält durch einen Herstellungsfehler nur einen Luft-spalt von ı D 0;8 mm. Sonst gelten alle Daten aus Beispiel 2.5.

Welche Empfindlichkeit hat jetzt ein Spannungsmesser, der als Amperemeter zueichen ist?

Ergebnis: 1 Skalenteil D 0;08 A/mV

Feldplatten. Dies sind Halbleiterwiderstände z. B. aus Indiumarsenid, die meist mäan-derförmig auf einen Träger aufgebracht werden. Befindet sich die stromdurchflosseneFeldplatte in einem Magnetfeld, so werden die Strombahnen aus ihrem geraden Weg abge-lenkt und so verlängert. Der Widerstand des Bauteils ist damit feldabhängig und erreichtvon einem Grundwert von 10 � bis 10 k� bei B D 0 etwa den zehnfachen Wert beiB D 1 T.

Anwendungen. Feldplatten wie auch Hallsonden werden vor allem zur Messung magne-tischer Felder und zur magnetfeldabhängigen Signalabgabe eingesetzt.

2.1.3.5 FlüssigkristallzellenAls Flüssigkristalle bezeichnet man bestimmte organische Verbindungen mit kristallinerStruktur, deren optische Eigenschaften sich im elektrischen Feld ändern. Auf der Grundla-ge dieses Effektes lassen sich sogenannte LCD-Anzeigesysteme (Liquid Cristal Display)aufbauen, deren Bausteine Flüssigkristallzellen (Abb. 2.17) sind.

Zwei Glasplatten mit Polarisationsfiltern an den Außenseiten schließen eine ca. 10 �mdicke Flüssigkristallschicht ein. An den Innenseiten befinden sich Elektroden, die bei an-gelegter Spannung in ihrem Bereich ein elektrisches Feld E in der Schicht erzeugen. Jenach Anordnung der Filter und der Beleuchtungstechnik erscheint dann die Teilfläche helloder dunkel gegenüber der Umgebung, während sich alle nichterregten Teile nicht hervor-heben.

158 2 Elektronik

Abb. 2.17 Aufbau einer Flüs-sigkristallzelle: 1 Glasplattemit Polarisationsfilter, 2 Flüs-sigkristallschicht, 3 Elektroden

Abb. 2.18 7-Segment-Anzeige für Dezimalzahlen

Zur Wiedergabe von Dezimalzahlen in Digitalanzeigen verbindet man mehrere Zellenzu einer 7-Segment-Einheit (Abb. 2.18). Im Vergleich zur Leuchtdiodentechnik benötigteine LCD-Anzeige wesentlich weniger Leistung. Die Stromaufhahme für eine mehrstelli-ge Ziffer beträgt bei Betriebsspannungen von 5 V bis 8 V nur ca. 10 �A. LCD-Anzeigenhaben sich daher bei batterieversorgten Geräten wie Uhren, Multimetern und Taschen-rechnern durchgesetzt.

2.1.4 Halbleiterbauelemente mit Sperrschichten

2.1.4.1 DiodenDer Aufbau einer Diode aus einem P- und N-dotierten Silizium- oder Germaniumkris-tall und ihr grundsätzliches Verhalten wurden bereits in Abschn. 2.1.2 erläutert. Je nachEinsatzbereich unterscheidet man sehr verschiedene Ausführungen und Leistungen.

Gleichrichterdioden. Das Verhalten einer Diode wird durch die Strom-Spannungskenn-linie für beide Stromrichtungen bestimmt. Man unterscheidet zwischen Durchlassbereich(Index F – forward, vorwärts) und Sperrbereich (Index R – reverse, rückwärts) und erhältfür die wichtigen Siliziumdioden ein Diagramm nach Abb. 2.19. In Durchlassrichtungwird der niederohmige Bereich mit dem steilen Kennlinienast erst mit Überschreiten derSchwell- oder Schleusenspannung US erreicht, da zunächst die Diffusionsspannung desPN-Übergangs überwunden werden muss. Für Germaniumdioden gilt etwa US D 0;3 V,für Siliziumdioden US D 0;7 V.

Für die Sperrkennlinie in Abb. 2.19 gilt ein völlig anderer Maßstab. Der Sperrstrom IR

steigt mit der Spannung UR nur wenig an und liegt im Bereich von �A bis mit der Durch-bruchspannung UD die Belastungsgrenze erreicht ist. Der Sperrstrom ist stark von derTemperatur des PN-Übergangs, die bei Silizium etwa maximal 180 ıC betragen darf, ab-hängig. Man kann ungefähr pro 10 ıC Temperaturanstieg mit einer Verdoppelung von IR

rechnen.


Abb. 2.19 Gleichrichter-dioden. a Kennlinien fürSperr- und Durchlassrichtung,b Schaltzeichen

Abb. 2.20 Bauformen vonGleichrichterdioden. a Draht-diode, b Schraubdiode,c Scheibendiode

Bauarten und Einsatz. Gleichrichterdioden werden heute für Sperrspannungen von et-wa 10 V bis 6 kV bei Durchlassströmen von 10 mA bis über 1000 A gebaut. Entsprechendunterschiedlich sind auch die technischen Ausführungen. Bis zu Strömen von einigen Am-pere verwendet man meist Drahtdioden (Abb. 2.20a), die direkt in die Schaltung eingelötetwerden. Bei Werten unter 100 A kommen Schraubdioden (Abb. 2.20b) zum Einsatz, dieauf einen eigenen Kühlkörper montiert sind. Darüber hinaus gibt es großflächige Schei-bendioden (Abb. 2.20c), die eine äußere Wasserkühlung erhalten.

Anwendungen. Der Einsatzbereich umfasst alle Aufgaben der Gleichrichtung vonWechselströmen von der Demodulationsstufe eines Nachrichtengeräts mit kleinsten Strö-men bis zu großen Stromrichtern der Anlagentechnik. Für diesbezügliche Schaltungen seiauf Abschn. 2.2 verwiesen.

Die Verluste einer Leistungsdiode liegen unter 1 % der Anschlussleistung, trotzdemmuss man zur Abfuhr der Verlustwärme besondere Maßnahmen treffen. Da das Halblei-terplättchen unter 1 mm stark ist, besitzt es fast keine innere Wärmekapazität, womit jedeÜberlastung sofort die Sperrschichttemperatur unzulässig erhöht. Damit kommt bei allenLeistungshalbleitern dem Überstromschutz eine besondere Bedeutung zu.

Z-Dioden. Bei diesen auch Zenerdioden genannten Bauelementen ist der Knick in derSperrkennlinie besonders stark ausgeprägt und die Ausführung so, dass ein Betrieb aufdem steilen Ast der Sperrkennlinie zulässig wird (Abb. 2.21).

Z-Dioden gibt es für Durchbruchspannungen von Uz D 2 V bis 200 V und zulässigeVerlustleistungen von Pv D 10 mW bis 5 W. Einsatzgebiete sind Schaltungen zur Sta-

160 2 Elektronik

Abb. 2.21 Z-Diode. a Schalt-zeichen, b Sperrkennlinie

Abb. 2.22 Schaltung zurSpannungs-Begrenzung mitZ-Diode

bilisierung von Spannungen bei Netzgeräten oder zur Bildung von Referenzspannungen(s. Beispiel 2.6).

In Abb. 2.22 ist die grundsätzliche Schaltung einer Z-Diode zur Spannungsbegrenzungangegeben. Da bei u1 > Uz der Strom entsprechend dem steilen Ast der Kennlinie sofortunzulässig ansteigt, muss ein Schutzwiderstand R vorgesehen werden. Dieser nimmt mituR D u1 � Uz den Spannungsüberschuss auf und begrenzt damit den Strom der Z-Diodeauf Werte innerhalb des Betriebsbereichs.

Ohne Kondensator C in Abb. 2.22 entsteht aus der gleichgerichteten Wechselspan-nung u1 der abgeflachte Verlauf in Abb. 2.23a mit einer Amplitudenbegrenzung auf denAnsprechwert Uz. Wird die Eingangsspannung dagegen durch die Kapazität C so vor-geglättet, dass stets u1 > Uz ist (Abb. 2.23b), erhält man am Ausgang die konstanteSpannung u2 D Uz.

Beispiel 2.6

Zur Begrenzung einer pulsierenden Gleichspannung mit Ou D 24 V (Abb. 2.23), diedurch einen Kondensator C nicht genügend geglättet ist, soll eine Z-Diode mit denDaten Uz D 15 V, Pv D 150 mW verwendet werden. Der Ausgangsstrom der Schal-

Abb. 2.23 Spannungsbegren-zung durch eine Z-Diode.a Spannungen ohne Kon-densator, b Spannungen mitKondensator


tung sei IL D 20 mA. Es ist ein Schutzwiderstand R so auszulegen, dass die Z-Diodenicht überlastet wird.

Zulässiger Z-Diodenstrom Iz max D Pv=Uz D 150 mW=15 V D 10 mA. Dieser Stromtritt auf, wenn u1 D Ou ist, wobei der Strom IR im Widerstand

IR D IL C Iz max D 20 mA C 10 mA D 30 mA

beträgt. Der Widerstand muss in diesem Augenblick die Spannung UR D Ou � Uz

aufnehmen. Es gilt damit

R D Ou � Uz

IRD 24 V � 15 V

30 mAD 300 �

Maximale Verlustleistung im Widerstand

PR D I 2R � R D .30 mA/2 � 300 � D 0;27 W

Aufgabe 2.8

Auf welchen Wert u1min darf die Eingangsspannung in Abb. 2.22 (Beispiel 2.6)sinken, wenn ein minimaler Z-Diodenstrom Iz min D 1 mA garantiert sein muss?

Ergebnis: u1min D 21;3 V

Fotodioden. Ermöglicht man bei Dioden eine Lichteinstrahlung auf die Sperrschicht, sokönnen sich durch die Energie der aufgenommenen Lichtquanten oder Photonen Elektro-nen aus den Gitterverbindungen lösen. Zusammen mit den zugehörigen Fehlstellen entste-hen damit freie Ladungsträgerpaare, die durch das elektrische Feld der Raumladungszoneim PN-Übergang getrennt werden und eine Leerlaufspannung U0 bilden (Abb. 2.24).

Betreibt man das Bauelement mit einer Betriebsspannung UR in Sperrrichtung, soerhält man eine Fotodiode, deren Sperrstrom entsprechend dem angegebenen Kennlinien-feld proportional zur Beleuchtungsstärke E ansteigt. Im Gegensatz zum Fotowiderstandentsteht fast keine Anzeigeträgheit, so dass der Sperrstrom auch noch Lichtwechseln imMHz-Bereich folgt. Fotodioden eignen sich daher sehr gut für alle Aufgaben der Steue-rungstechnik.

Fotoelemente. Aufgrund ihrer Leerlaufspannung U0 kann eine Fotodiode auch eigen-ständig als Generator eingesetzt werden. Man bezeichnet sie in dieser Anwendung alsFotoelement und betreibt sie in der Mess- und Steuerungstechnik z. B. im Belichtungs-messer mit RL D 0 im Kurzschluss (Abb. 2.25).

162 2 Elektronik

Abb. 2.24 Fotodioden. a Bau-form und Schaltzeichen,b Kennlinienfeld

Abb. 2.25 Fotoelement undSolarzelle. a Schaltung undZeichen, b Kennlinienfeld derSolarzelle, g Widerstandsgera-de, A Arbeitspunkt

Solarzellen. Großflächige Fotoelemente werden als Solarzellen zur Erzeugung elektri-scher Energie aus Sonnenstrahlen eingesetzt. Da die Spannung pro Zelle mit U0 < 0,5 Vnur den Wert der Diffusionsspannung UD des PN-Übergangs erreicht, schaltet man in derPraxis viele Zellen in Reihe.

Die Betriebskennlinie U D f .I / eines derartigen Solarmoduls wird meist in Abhän-gigkeit von der Bestrahlungsstärke Es des Sonnenlichts angegeben, die maximal etwa1 kW/m2 beträgt (Abb. 2.25b). Der Arbeitspunkt bei Belastung mit einem Widerstand RL

ergibt sich dann durch den Schnittpunkt mit der Geraden g aus der Gleichung U D I �RL.Die optimale Abgabeleistung erhält man bei RL0

, sie beträgt bei Wirkungsgraden von ca.10 % maximal 100 W pro m2 Solarfläche. Der Einsatz von Solarmodulen reicht heutevom Taschenrechner über die Versorgung von Parkautomaten und entlegenen Anlagender Fernmeldetechnik bis zum Fotovoltaik-Kraftwerk mit mehreren 100 kW Leistung.

Beispiel 2.7

Für ein Projekt „Wasserstoff-Technologie“ soll in einem wüstenähnlichen Gebiet eingroßes Solarkraftwerk geplant werden. Als Spitzenwert sind P D 1000 MW, d. h. dieLeistung eines Generators aus einem Kernkraftwerk vorgesehen.

Es ist der Flächenbedarf AF abzuschätzen.

Bei einer maximalen Bestrahlungsstärke Es D 1 kW/m2 und einem Umwandlungswir-kungsgrad � D 0;1 ergibt sich die reine Solarfläche zu

As D P

Es � �D 106 kW

1 kW=m2 � 0;1D 107 m2


Abb. 2.26 Schaltzeichen einerLeuchtdiode

Wegen der Installationen, Verkehrswege usw. sei für das Gelände der 1,6fache Wertvon As erforderlich.

AF D 1;6As D 1;6 � 107 m2 D 16 km2 D 4 km � 4 km

Aufgabe 2.9

Auf dem südseitigen Dach eines Hauses werden 40 m2 Solarmodule angebracht.Wie groß ist die jährliche Energieausbeute W , wenn mit 1000 h voller Sonnenein-strahlung (p D 1 kW/m2) und einem Wirkungsgrad von 10 % zu rechnen ist?

Ergebnis: W D 4000 kWh

Leuchtdioden. Diese auch Lumineszensdioden oder LED (Licht emittierende Diode) ge-nannten Zweischichthalbleiter (Abb. 2.26) werden in Durchlassrichtung betrieben, so dassElektronen in die P-Zone befördert werden. Dort kommt es mit den Fehlstellen zu Re-kombinationen, bei denen Energie in Form von Lichtstrahlung frei wird. Die Lichtstärkewächst mit dem Diodenstrom, je nach Kristallmaterial sind verschiedene Leuchtfarbenwie rot, grün, gelb erreichbar.

Leuchtdioden reagieren fast trägheitslos, so dass noch Stromimpulse von Nanose-kundendauer umgewandelt werden können. Anwendungen sind Anzeigesysteme, Licht-schranken und optoelektrische Koppelbausteine (Optokoppler, s. Abschn. 2.1.4.4).

2.1.4.2 Bipolare TransistorenAufbau. Diese „normalen“ Transistoren – im Unterschied zu den Feldeffekttransistoren –bestehen mit meist Silizium aber auch Germanium als Ausgangsmaterial aus einer NPN-oder PNP-Schichtenfolge. Sie besitzen daher zwei PN-Übergänge, die unterschiedlich ge-polt sind, worauf sich die genauere Bezeichnung bipolarer Transistor bezieht.

Den prinzipiellen Aufbau eines NPN-Transistors und die sich aus den beiden PN-Übergängen ergebende Diodenersatzschaltung zeigt Abb. 2.27. Die drei Anschlüsse wer-den mit C-Kollektor, B-Basis und E-Emitter bezeichnet und wie angegeben an Gleich-spannung angeschlossen. Wichtig für die Funktion des Transistors ist es, dass die mittlereBasis-Schicht mit < 50 �m sehr dünn und nur schwach dotiert ausgeführt wird.

Wirkungsweise. Legt man den Transistor nur mit den Anschlüssen Kollektor und Emit-ter an die Spannung UCE (Abb. 2.27a), so arbeitet die Diode D1 in Sperrrichtung, womitder Transistor sehr hochohmig ist und nur ein kleiner Sperrstrom ICO fließen kann. Die

164 2 Elektronik

Abb. 2.27 Wirkungswei-se bipolarer Transistoren.a Aufbau und Schaltungeines NPN-Transistors,b Diodenersatzschaltung,c Stromaufteilung

Elektronen des Emitter-N-Gebietes können trotz der Polung von D2 in Durchlassrich-tung die mittlere P-Schicht nicht erreichen, da sie bei UBE D 0 V die DiffusionsspannungUD � 0,7 V der Raumladungszone nicht überwinden. Schaltet man nun aber zusätzlicheine Basis-Emitterspannung UBE von etwa 0,7 V zu, so wird die Sperrschicht D2 ent-sprechend der Diodenkennlinie niederohmig, womit ein Elektronenstrom vom Emitter indie Basiszone gelangen kann (emittieren D aussenden). Da diese dünn und nur schwachdotiert ist, können in der P-Schicht nur wenige Elektronen rekombinieren, so dass derHauptanteil von 90 % bis über 99 % in die Sperrschicht Basis-Kollektor gelangt und dortdurch das elektrische Feld zum Pluspol, d. h. dem Kollektoranschluss beschleunigt. DerKollektor „sammelt“ die ankommenden negativen Ladungsträger ein. Die wenigen zumPluspol der Spannung UBE abfließenden Elektronen bilden den Basisstrom.

Betrachtet man entgegen der klassischen Stromrichtung den Elektronenstrom, so ergibtsich für einen NPN-Transistor eine Stromaufteilung nach Abb. 2.27c. Da der Kollektor-strom IC aus den die Basiszone überquerenden negativen Ladungsträgem besteht, dieseaber erst durch eine Basis-Emitterspannung UBE ermöglicht werden, welche die Sperr-schicht D1 öffnet, lässt sich der Transistorstrom IC über die Spannung UBE steuern.Anstelle von UBE führt man meist den Basisstrom IB ein und kann dann eine Gleichstrom-Verstärkung B D IC=IB angeben. Der Wert liegt etwa im Bereich B D 10 bis 103.

Bei einem PNP-Transistor sind durch die andere Schichtenfolge beide PN-Übergängeund damit die Ersatzdioden gerade umgekehrt gepolt. Entsprechend muss auch der Span-nungsanschluss umgekehrt werden, d. h. an den Klemmen B und C liegt nun der Minuspolder Gleichspannung. Bei der Betrachtung des Leitungsmechanismus sind die Elektronendurch Defektelektronen also freie positive Ladungsträger zu ersetzen.

Bezeichnungen. In Abb. 2.28 sind die Schaltzeichen beider Transistortypen angegebenund gleich die genormten Zählpfeilrichtungen für alle Ströme und Spannungen eingetra-gen. Werden wie beim PNP-Transistor andere Polaritäten nötig, so ist dies in Diagrammenund bei Datenangaben durch negative Werte berücksichtigt. Im Folgenden wird wegender Übereinstimmung mit den positiven Zählrichtungen meist der NPN-Transistor behan-delt.


Abb. 2.28 Schaltzeichen undZählpfeile bei Transistoren.a NPN-Transistor, b PNP-Transistor

Bauformen und Nenndaten. Transistoren gibt es in einer sehr großen Typenvielfalt, diesich aus dem breiten Anwendungsfeld von der Rundfunk- und Fernsehtechnik bis zurLeistungselektronik erklärt. Zur Kennzeichnung wird ein allgemeines Bezeichnungssche-ma für Halbleiter mit 2 bis 3 Buchstaben und nachgestellten Ziffern verwendet. Ist dererste Buchstabe A, so liegt Germanium als Ausgangsmaterial vor, bei B ist es Silizium.Der zweite Buchstabe kennzeichnet den Anwendungsbereich, z. B. C für Tonfrequenzbe-reich, U bei Leistungsschalttransistoren.

In Abb. 2.29 sind drei Bauformen mit für ihren Leistungsbereich typischem Bild ange-geben. Bei kleineren Verlustleistungen wird ein Kunststoffmantel verwendet, danach einMetallgehäuse, das zur besseren Wärmeabgabe auch einen Kühlstern tragen kann (s. Ab-schn. 2.1.6). Transistoren des oberen Leistungsbereichs (Abb. 2.29c) werden fest auf einenKühlkörper montiert.

Transistoren gibt es heute etwa in einem Leistungsbereich von UCE D 6 V bis 1500 Vund IC D 10 mA bis über 100 A. Die oberen Werte sind vor allem für den Einsatz alselektronischer Schalter von Bedeutung.

Kennlinien. Der Zusammenhang zwischen den verschiedenen Transistorströmen und-spannungen wird in den Datenblättern durch Kennlinien dargestellt. Wichtig sind vorallem die

Steuerkennlinie IC D f .IB/ nach Abb. 2.30a

Eingangskennlinie IB D f .UBE/ nach Abb. 2.30b

Ausgangskennlinie IC D f .UCE/ nach Abb. 2.30c

wobei die angegebenen Werte für einen Transistor kleinerer Leistung gelten.Aus der Steuerkennlinie lassen sich zwei Stromverstärkungen berechnen. Man be-

zeichnet als Gleichstromverstärkung

B D IC

IBfür UCE konstant (2.2)

Stromverstärkungsfaktor

ˇ D �IC

�IBfür UCE konstant (2.3)

166 2 Elektronik

Abb. 2.29 Bauformen vonTransistoren. a Kunststoffman-tel, UCE D 12 V, IC D 10 mA,b Metallgehäuse 20 V, 0,5 A,c Leistungstransistor 40 V, 5 A

Der Wert ˇ wird für die Wechselstromverstärkung benötigt und ist wegen der Krümmungder Steuerkennlinie nur etwa gleich B .

Die Eingangskennlinie entspricht der Durchlasskennlinie einer Diode mit einerSchwellspannung US, die für Si-Transistoren wieder 0,6 V bis 0,7 V, bei Germaniumals Ausgangsmaterial 0,3 V bis 0,4 V beträgt. Aus der Eingangskennlinie kann man den

Eingangswiderstand

RBE D UBE

IBfür UCE konstant (2.4)

Differentiellen Eingangswiderstand

rBE D �UBE

�IBfür UCE konstant (2.5)

entnehmen. Letzterer ist für die Belastung einer Wechselspannungsquelle am Eingangmaßgebend.

Im Ausgangskennlinienfeld (Abb. 2.30c) ist oberhalb einer Kniespannung UKn derEinfluss der Spannung UCE auf den Kollektorstrom gering. Dies bedeutet, dass der Diffe-rentielle Ausgangswiderstand

rCE D �UCE

�ICfür IB konstant (2.6)

groß ist.Der Grund für den flachen Verlauf der Kurven IC D f .UCE/ liegt darin, dass mit

UCE > UKn fast alle vom Emitter bereitgestellten Ladungsträger, abzüglich des Basisan-teils vom Kollektor erfasst werden.

Beispiel 2.8

Der mit seinen Kennlinien in Abb. 2.30 angegebene Transistor habe in A seinen Ar-beitspunkt.

a) Es sind Gleichstromverstärkung B und der Eingangswiderstand RBE zu bestimmen.Nach Abb. 2.30 sind UBEA D 0;7 V, IBA D 40 �A, ICA D 20 mA


Abb. 2.30 Kennlinien bipolarer Transistoren. a Steuerkennlinie, b Eingangskennlinie, c Ausgangs-kennlinienfeld

Damit gilt nach Gl. 2.2 und 2.4

B D IC

IBD 20 mA

40 �AD 500

RBE D UBE

IBD 0;7 V

40 �AD 17;5 k�

b) Welcher Vorwiderstand RB ist der Basis vorzuschalten, damit bei einer Betriebs-spannung UB D 6 V der eingetragene Arbeitspunkt A erreicht wird?Mit UBEA D 0;7 V muss der Vorwiderstand die Spannung

UR D UB � UBEA D 6 V � 0;7 V D 5;3 V

aufnehmen. Mit IBA D 40 �A gilt dann

RB D UR

IBD 5;3 V

40 �AD 132;5 k�

2.1.4.3 FeldeffekttransistorenDiese auch kurz FET genannten Bauelemente sind unipolare Transistoren, da die PN-Übergänge gleichgepolt betrieben werden. Mit dem Sperrschicht-FET und dem Isolier-schicht-FET unterscheidet man zwei grundsätzliche Bauformen, innerhalb deren es wie-der Untergruppen gibt. Der entscheidende Unterschied zum bipolaren Transistor bestehtdarin, dass der Ausgangsstrom über ein von der Eingangsspannung erzeugtes elektrischesFeld gesteuert wird, was nahezu leistungslos erfolgt. Feldeffekttransistoren haben dahereinen sehr hohen Eingangswiderstand von über 109 �.

Sperrschicht-FET. Abbildung 2.31 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Sperrschicht-FET mit N-Kanal und das Prinzip der Ansteuerung. Die Anschlüsse werden mit S (Sour-

168 2 Elektronik

Abb. 2.31 Sperrschicht-Feldeffekttransistor mitN-Kanal. a Aufbau und Schal-tung, b Schaltzeichen

ce – Quelle), D (Drain – Abfluss) und G (Gate – Tor) bezeichnet und entsprechen in dieserReihenfolge den Klemmen Emitter, Kollektor und Basis des bipolaren Transistors.

Bei UGS D 0 sind bereits wegen der positiven Spannung am Drainanschluss beide PN-Übergänge in Sperrrichtung gepolt, womit der N-Kanal beidseitig durch die hochohmigeZone des Sperrbereichs eingeschnürt wird. Trotzdem fließt entsprechend der Leitfähig-keit der Strombahn in Abb. 2.31 ein Elektronenstrom ID. Wird nun UGS < 0 eingestellt,so wird das Gatepotenzial negativ und die beidseitigen PN-Übergänge geraten noch wei-ter in den Sperrbereich. Die ladungsfreie und so hochohmige Zone verbreitert sich, sodass der Bahnwiderstand zwischen den Anschlüssen D und S ansteigt und der DrainstromID entsprechend sinkt. Man erhält damit für einen Feldeffekttransistor Kennlinien nachAbb. 2.32, die denen des bipolaren Transistors prinzipiell ähnlich sind, wenn man anstelledes Basisstromes IB die Steuerspannung UGS setzt.

Isolierschicht-FET. Diese auch nach ihrer Technologie MOS-FET (Metal-Oxide-Semiconductor) genannten Transistoren erhalten zwischen Gateanschluss und demP-Material eine hochisolierende Siliziumoxidschicht, wodurch man noch höhere Ein-gangswiderstände bis 1014 � erreicht.

MOS-FET gibt es in vier Grundausführungen, die sich auch in ihrem Schaltzeichen(Abb. 2.33) unterscheiden. Die Kennlinien gleichen prinzipiell denen des Sperrschicht-FET.

In der Ausführung als N-Kanal-Anreicherungstyp sind in das P-leitende Grundmaterial(Substrat) zwei N-Inseln mit dem Drain- und Sourceanschluss eindotiert. Die Gateelek-trode G ist als Metallbelag auf die SiO2-Isolierschicht aufgedampft (Abb. 2.33a). Ohne

Abb. 2.32 Kennliniender Sperrschicht-FET.a Steuerkennlinie, b Aus-gangskennlinienfeld


Abb. 2.33 Isolierschicht-FET. a Aufbau des N-Kanal-Anreicherungstyp, b N-Kanal-Anreiche-rungstyp, c P-Kanal-Anreicherungstyp, d P-Kanal-Verarmungstyp, e N-Kanal-Verarmungstyp

Gatespannung UGS kann sich zwischen den Anschlüssen S und D nur der Sperrstrom desPN-Übergangs ausbilden. Erhält das Gate dagegen mit UGS > 0 ein positives Potenzialgegen Source und Substrat, so werden Elektronen (Minoritätsträger in der P-Schicht) bisunter die SiO2-Isolierung angezogen und bilden quer zu den N-Inseln durch Anreicherungeine leitende Brücke. Damit kann jetzt ein Drainstrom ID fließen, dessen Stärke über dieGatespannung fast leistungslos steuerbar ist.

Einsatz des MOS-FET. Beim Umgang mit diesem Transistortyp ist besonders darauf zuachten, dass die zulässigen Gatespannungen nicht überschritten werden, da sonst die dün-ne SiO2-Isolierschicht und damit das Bauelement zerstört werden. Diese Gefahr bestehtschon beim Berühren des Transistors durch statisch aufgeladene Personen, da der sehrhohe Eingangswiderstand die Ableitung der aufgebrachten Ladungen verhindert. BeimEinsatz von MOS-FETs muss man daher sich selbst, den Arbeitsplatz und z. B. den Löt-kolben erden.

Auf Grund ihrer leistungslosen Ansteuerung allein über eine Spannung eignet sichder MOS-FET für den Einsatz in der Signalelektronik. Er wird daher fast immer in inte-grierten Schaltungen verwendet, wo bei der Vielzahl der Bauteile eine insgesamt geringeVerlustleistung erforderlich ist.

In der Ausführung als so genannter Power-MOS-FET wird dieser Transistortyp aberauch in der Leistungselektronik bei Betriebsspannungen bis etwa 1000 V und Strömenvon über 100 A eingesetzt.

IGBT. Um die Vorteile der beiden grundsätzlichen Transistorarten, nämlich die fastleistungslose Ansteuerbarkeit des MOS-FET mit der hohen Strombelastbarkeit bipolarerTransistoren zu verbinden, wurde der Isolated Gate Bipolar Transistor mit der Kurzbe-zeichnung IGBT geschaffen. Abbildung 2.34 zeigt die prinzipielle Ersatzschaltung diesesBauteils und das daraus entwickelte Kurzzeichen.

IGBT’s sind inzwischen die wichtigsten elektronischen Schalter der Leistungselektro-nik. Als Einzelbausteine erreicht man in den Daten Sperrvermögen/Strombelastung Wertevon z. B. 1200 V/3600 A bis 6500 V/600 A. Häufig werden sechs Bausteine zu einer 3Phasen-Vollbrücke (Abb. 2.43) verbunden und als Wechselrichter eingesetzt. Aufgrundihrer kurzen Schaltzeiten von unter 1 �s erlauben sie den Aufbau der in Abschn. 4.6.2.3

170 2 Elektronik

Abb. 2.34 Ersatzschaltungeines IGBT. a Aufbau mitEingangs-MOS-FET undzwei bipolaren Transisto-ren, b Schaltzeichen fürN-Kanal-Anreicherungstyp,c Schaltzeichen für N-Kanal-Verarmungstyp

behandelten Frequenzumrichter mit Taktfrequenzen bis ca. 20 kHz und damit oberhalbdes Hörbereichs.

2.1.4.4 Optoelektronische BauelementeFototransistoren. Bei diesen Transistoren erfolgt die Steuerung durch Lichteinfall aufdie Basis-Kollektorsperrschicht, womit die Beleuchtungsstärke E die Rolle des Basis-stromes bipolarer Transistoren übernimmt (Abb. 2.35). Wird trotzdem der Basisanschlussherausgeführt, so kann der Arbeitspunkt durch einen entsprechenden Gleichstrom IBA

eingestellt werden.Im Vergleich zu Fotoelementen erhält man etwa die 100 bis 1000fache Verstärkung, so

dass der Ausgangsstrom z. B. direkt ein Relais betätigen kann.

Optokoppler. Optoelektronische Koppler gestatten eine rückwirkungsfreie, nicht galva-nische Kopplung zweier elektrischer Baugruppen. Dies ist z. B. dann von großem Vorteil,wenn der informationsverarbeitende Logikteil einer Steuerung auf einem niederen Span-nungsniveau arbeitet wie der Leistungsteil.

Optokoppler bestehen prinzipiell aus der Kombination Lichtsender-Lichtempfängerz. B. in der Anordnung nach Abb. 2.36 mit Leuchtdiode und Fototransistor. Kennwertesind die Isolationsspannung, die etwa 500 V bis 2,5 kV beträgt und das Stromübertra-gungsverhältnis IC=IF von 0,2 bis 4. Typische Werte sind IF D 60 mA, IC D 100 mA,UCE D 70 V.

Abb. 2.35 Fototransistor.a Schaltzeichen (mit heraus-geführtem Basisanschluss),b Ausgangskennlinienfeld


Abb. 2.36 Prinzip eines Op-tokopplers: 1 Leuchtdiode alsSender, 2 Fototransistor alsEmpfänger

2.1.4.5 ThyristorenWährend ein Transistor als ein über den Steuerstrom kontinuierlich einstellbarer Wider-stand mit den idealen Grenzwerten RCE D 0 und 1 aufgefasst werden kann, sind miteinem Thyristor nur die zwei Schalterzustände „Ein“ und „Aus“ erreichbar. Thyristorensind damit elektronische Schalter, die bis zu Frequenzen von einigen kHz eingesetzt wer-den können.

Aufbau und Wirkungsweise. Thyristoren bestehen aus einer Folge von je zwei P- undN-Schichten mit den Anschlüssen nach Abb. 2.37. Die äußeren Zonen mit der Anode(A) und Katode (K) sind stark dotiert (ca. 1019 Fremdatome/cm3), die inneren mit derSteuerelektrode (Gate – G) an der P-Schicht nur schwach (1014 Fremdatome/cm3). DerAufbau besitzt damit drei PN-Übergänge, was zu der angegebenen Diodenersatzschaltungführt.

Aus der Anordnung der drei Dioden D1 bis D3 kann man erkennen, dass der Thyristorohne eine Ansteuerung über die Steuerelektrode unabhängig von der Polarität der Span-nung UAK zwischen Anode und Katode immer sperrt. Ist UAK > 0, so sperrt die Diode D2,was als positiver Sperrbetrieb oder die Blockierrichtung bezeichnet wird. Ist UAK < 0, sosperren in der negativen Sperrrichtung die Dioden D1 und D3. In beiden Fällen fließt nurein kleiner Sperrstrom IR.

Der Übergang in den leitenden Zustand ist nur bei positiver Spannung UAK, also mitdem Pluspol auf der Anodenseite möglich. Er wird durch einen kurzen Stromimpuls IG

auf die Steuerelektrode eingeleitet und hat das Ziel, die Sperrwirkung von Diode D2 auf-zuheben. Zur Erklärung des Vorgangs zerlegt man den Vierschichtenaufbau des Thyristorsnach Abb. 2.38 in einen PNP- und einen NPN-Transistor mit der eingetragenen galvani-schen Verbindung jeweils derselben Zonen. In diesem Zweitransistormodell erscheint derZündstrom IG als Basisstrom IB2

des Transistors T2, der damit einen Kollektorstrom IC2

Abb. 2.37 Thyristor. a Aufbauund Anschlüsse, b Diodener-satzschaltung, c Schaltzeichen,allgemein, d Schaltzeichen,Ansteuerung zwischen Gund K

172 2 Elektronik

Abb. 2.38 Zweitransistor-modell eines Thyristors.a Trennung in PNP- undNPN-Transistor, b Transistor-Ersatzschaltung

ausbilden kann. Dieser ist aber identisch mit dem Basisstrom des Transistors T1, wodurchwiederum der Kollektorstrom IC1

entsteht. IC1fließt der Basis von T2 zu und kann da-

mit die einleitende Wirkung des Zündstromes IG übernehmen. Bei passender Auslegungder Stromverstärkung bleiben beide Transistoren daher auch ohne den äußeren Strom IG

leitend. Die Sperrwirkung der Diode D2 ist aufgehoben und der Thyristor eingeschaltet.Der eingeschaltete Zustand mit einer Restspannung zwischen den Anschlüssen A

und K von ca. 2 V bleibt erhalten, solange nur der äußere Kreis einen genügend großenLaststrom aufrechterhält. Erst wenn dieser unter einen typischen Haltestrom sinkt, verliertder Thyristor wieder seine Leitfähigkeit und schaltet damit den Kreis aus. Ein Einschal-ten kann nur durch eine erneute Ansteuerung über den Gate-Anschluss erfolgen, wobeiein genügend langer Stromimpuls ausreicht, gleichzeitig muss eine positive Anoden-Katodenspannung anliegen.

Insgesamt stellt ein Thyristor damit eine Diode dar, die erst durch einen Steuerim-puls eingeschaltet werden muss. Das Ausschalten erfolgt mit dem nächsten Stromnull-durchgang selbsttätig. Dieses grundsätzliche Verhalten soll am Beispiel der Schaltung vonAbb. 2.39 verdeutlicht werden.

Während der positiven Halbschwingung der Netzspannung u1 bezogen auf die Durch-lassrichtung kann der Thyristor durch einen Stromimpuls im Bereich 0ı ˛ 180ı ein-geschaltet werden. Man bezeichnet ˛ als Steuerwinkel. Solange der Laststrom i1 fließt –

Abb. 2.39 Betriebsverhalten eines Thyristors. a Thyristor im Wechselstromkreis mit RL-Belastung,b Diagramme von Strom und Spannungen


Abb. 2.40 Kennlinienfeldeines Thyristors: 1 Durchlass-kennlinie, 2 Blockierkennlinie,3 Sperrkennlinie

hier wegen der Induktivität L über den Nulldurchgang der Spannung u1 hinaus – bleibtder Thyristor leitend und der betreffende Teil der Netzspannung liegt mit uRL D u1 amVerbraucher.

Durch die Wahl des Steuerwinkels ˛ lässt sich der Anteil der Netzspannung u1, wel-cher am Verbraucher anliegt, im Bereich 0 URL U1 einstellen. Da dies durch An-schneiden der Sinusschwingung erfolgt, bezeichnet man diese Technik als Anschnittsteue-rung.

Über einen Zündimpuls gesteuerte Thyristoren sind die wichtigsten Stellglieder derheutigen Stromrichterschaltungen zur Erzeugung von Gleichspannungen und netzfremdenWechselspannungen. Sie sind damit mit die häufigsten Bauelemente der Leistungselektro-nik.

Kennlinien. Da ein Thyristor in Richtung Anode-Katode sowohl sperrend wie leitendsein kann, hat sein Kennlinienfeld insgesamt drei Äste (Abb. 2.40). Durch den Steuerim-puls IG wird von der Blockierkennlinie 2 auf die Durchlasskennlinie 1 umgeschaltet. DieSperrkennlinie 3 entspricht der einer Diode.

Zur Kennzeichnung der Eigenschaften eines Thyristors sind eine Vielzahl von Kenn-und Grenzwerten festgelegt, von denen nachstehend die wichtigsten aufgeführt werden:

Periodische Spitzensperrspannung UDRM, URRM D 100 V bis 4 kVHöchstzulässige Augenblickswerte von periodischen Spannungen in Schaltrichtung(UDRM) oder Sperrrichtung (URRM).

Dauergrenzstrom ITAVM D 1 A bis 500 A (1000 A)Arithmetischer Mittelwert des höchstzulässigen Durchlassstromes unter definierten Be-dingungen.

Haltestrom IH D 20 mA bis 0,6 AKleinster Wert des Durchlassstromes, bei dem der leitende Zustand erhalten bleibt.

Sperrstrom ID, IR D 1 mA bis 80 mAEs werden die Werte für die Spannungen UDBM, URRM angegeben.

Schleusenspannung UTO � 1 V bis 2 VEntspricht der Schwellspannung US einer Diode.

174 2 Elektronik

Zündstrom IGT D 10 mA bis 300 mAWert des Steuerstroms, der zum sicheren Einschalten (Zünden) erforderlich ist.

Freiwerdezeit tq D 10 �s bis 200 �sErforderliche Mindestwartezeit zwischen Stromnulldurchgang und der Wiederkehr ei-ner positiven Sperrspannungsbeanspruchung.

Die Freiwerdezeit, innerhalb der nach einem Nulldurchgang des Laststromes durch Abbauder freien Ladungsträgerkonzentration in der PN-Schicht die Sperrfähigkeit erneuert wird,bestimmt die zulässige Frequenz beim Einsatz eines Thyristors im Wechselstromkreis. Beieiner sinusförmigen Netzspannung und ohmscher Belastung liegt zwischen dem Strom-nulldurchgang und dem Beginn der nächsten positiven Halbschwingung die Zeitspanne�t D T=2.T Periodendauer). Setzt man zur Sicherheit �t D 2tq, so errechnet sich diezulässige obere Frequenz der Netzspannung aus

2tq D T

2; fmax D 1

T

fmax D 1

4tqD 5–25 kHz .tq D 50–10 �s/

Bei induktiver Belastung liegen Stromnulldurchgang und Wiederkehr der positiven Netz-spannung noch näher beeinander, so dass der zulässige Frequenzwert weiter sinkt (s. Bei-spiel 2.9).

Beispiel 2.9

Ein Thyristor soll in einem Wechselstromkreis mit f D 5 kHz und einem induktivenVerbraucher als Schalter eingesetzt werden. Welche Freiwerdezeit tq muss gewährleis-tet sein, wenn zwischen Stromnulldurchgang und der positiven Halbschwingung derNetzspannung eine Zeitspanne �t D 1;5 tq einzuhalten ist?

Bei einer Induktivität L eilt die Spannung uN dem Strom iL um den Winkel ' D 90ıvor (Abb. 1.70), womit zwischen iL D 0 und uN > 0 die Zeitspanne �t D T=4 liegt.Damit wird

tq �t

1;5D T

4 � 1;5D 1

6ftq 1

6 � 5 � 103 HzD 33;3 �s

Triac. Will man mit Thyristoren einen Wechselstrom steuern, so muss man, da einStromfluss nur in Durchlassrichtung möglich ist, zwei Bauelemente gegenparallel schal-ten (Abb. 2.41a). Jeder Thyristor benötigt dabei seine eigene Steuerstromversorgung, diezudem, da die Steuerelektroden auf verschiedenen Potenzialen liegen, galvanisch getrenntauszuführen sind.

Dieser Aufwand lässt sich bis zu Leistungen von einigen kW durch den Einsatz einesTriac (Triode for alternating current) umgehen. Ein Triac (Abb. 2.41b) vereinigt in einem


Abb. 2.41 ElektronischerWechselstromschalter. a Ge-genparallelschaltung zweierThyristoren, b Triac

Abb. 2.42 Abschaltbarer Thy-ristor

Aufbau die beiden gegenparallelen Thyristoren und kann für beide Durchlassrichtungenüber eine Steuerelektrode eingeschaltet werden. Es lassen sich dadurch sehr einfacheSchaltungen für den Betrieb von Wechselstromverbrauchern mit variabler Spannung wiez. B. die weit verbreiteten Dimmerschaltungen zur Helligkeitssteuerung von Lampen auf-bauen.

Abschaltbare Thyristoren. Den Nachteil, einen Thyristor nicht während der Strom-belastung ausschalten zu können, hat man mit der Entwicklung des GTO (Abb. 2.42)beseitigt. Dieser wird wie beim einfachen Thyristor durch einen geringen positiven Strom-impuls leitend, kann jetzt aber durch einen wesentlich stromstärkeren negativen Impulsauf die Steuerelektrode (Gate Turn Off) wieder wie ein Transistor zu einer beliebigen Zeitausgeschaltet werden. Mit der Technik der GTO sind Frequenzumrichter mit Leistungenvon über 1 MW z. B. für Bahnantriebe ausgeführt worden.

In letzter Zeit ist mit dem Baustein IGCT (Integarted Gate Commutated Thyristor)eine Weiterentwicklung des GTO auf dem Markt. Einsatzgebiete sind ebenfalls vor allemMittelspannungsantriebe mit mehr als 500 kW.

Leistungsmodule. Elektronische Schalter wie Thyristoren oder IGBTs werden in derLeistungselektronik meist in der in Abschn. 2.2.1 behandelten Drehstrombrücke einge-setzt. Anstelle eines Aufbaus dieser Schaltungen aus Einzelelementen fertigt man gerneeine integrierte Ausführung aller Stellglieder auf einer gemeinsamen Kühlplatte.

Abbildung 2.43 zeigt als Beispiel Schaltung und Ansicht eines derartigen Powerblocksals IGBT-Modul für den Einsatz in einem Wechselrichter. Dieser „Sixpack“ ist der wich-tigste Baustein im Leistungsteil eines Frequenzumrichters.

2.1.5 Elektronen- und Gasentladungsröhren

2.1.5.1 ElektronenröhrenNach Abschn. 1.1.1.1 befinden sich zwischen dem Ionengitter eines Metalls eine Viel-zahl freier Elektronen (Elektronengas). Führt man nun einer Leiterelektrode, die in einenluftleeren Glaskolben eingebracht wird, z. B. durch Erwärmung genügend Energie zu, sokönnen freie Elektronen das Metall verlassen und an der Oberfläche der Elektrode eineElektronenwolke bilden. Man bezeichnet diesen Vorgang als Thermoemission und muss

176 2 Elektronik

Abb. 2.43 IGBT-Leistungsmodul für UCE D 600 V, Id D 45 A. a Schaltung der IGBTs zur B6-Brücke, b Powerblock mit Anschlüssen

Abb. 2.44 Schaltung einerElektronenröhre Diode, Katho-de indirekt beheizt. a Anode,k Kathode

dazu die Elektrode auf über 750 ıC erhitzen. Dies kann entweder durch einen direktenHeizstrom oder indirekt über einen Heizwendel erfolgen. Die heiße Elektrode bezeichnetman als Glühkathode.

Hochvakuumröhren. Umgibt man die Glühkathode mit einer zylindrischen Anode undschließt diese an den Pluspol einer äußeren Spannungsquelle an (Abb. 2.44), so werdendie Elektronen von der Kathode abgesaugt und es fließt ein ständiger Strom. Da die Elek-tronen nur von der Kathode emittiert werden können, besteht eine Ventilwirkung, d. h. derAufbau wirkt als Diode. Derartige Röhren wurden vor der Entwicklung der Halbleiter-bauelemente allgemein als Gleichrichter eingesetzt, während sich ihr Einsatz heute aufSonderzwecke z. B. im Hochfrequenzbereich beschränkt.

Bringt man in den Raum zwischen Kathode und Anode eine wendelförmig gestaltetedritte Elektrode (Gitter genannt) ein, so erhält man eine Triode. Durch ein negatives Git-terpotenzial zur Kathode hin kann der Elektronenfluss fast leistungslos gesteuert werden,so dass die Triode als Verstärker eingesetzt werden kann. Verstärkerröhren mit insgesamtbis zu fünf Elektroden (Pentode) sind auch heute bei sehr hochwertigen HiFi-Gerätenim Einsatz. Sie waren, bevor die Transistortechnik zur Verfügung stand, als Radioröhrenwichtige Bauteile der Nachrichtentechnik.


Abb. 2.45 Schema einerRöntgenröhre

Röntgenröhre. Abbildung 2.45 zeigt eine Sonderform der Diode, die Röntgenröhre. Siedient der Erzeugung von Röntgenstrahlen, die entstehen, wenn Elektronen auf die meistaus Wolfram hergestellte Anode treffen. Die Intensität der Röntgenstrahlen ist proportio-nal dem Anodenstrom, also der Kathodenemission, die durch Ändern der HeizspannungUH verstellt werden kann. Die Durchdringungsfähigkeit oder Härte ist von der Geschwin-digkeit der Elektronen und damit von der Anodenspannung Ua abhängig und durch dieseeinstellbar.

Anwendungen. Röntgenstrahlen werden nicht nur in der Medizin für Diagnostik undTherapie, sondern auch in der Technik, und zwar vorwiegend zur zerstörungsfreien Werk-stoffprüfung, verwendet. Das auf Inhomogenitäten, z. B. Blasen, Lunker und Risse zuuntersuchende Werkstück wird dabei von Röntgenstrahlen durchsetzt. Die durchgelasse-nen Strahlen treffen auf einen fotografischen Film, der durch die Röntgenstrahlen wiedurch sichtbares Licht geschwärzt wird. Da die Röntgenstrahlen vom Prüfling etwa pro-portional zu dessen durchstrahlter Masse geschwächt werden, ergeben Blasen oder Risseeine geringere Schwächung als ihre homogene Umgebung, so dass die Fehler auf demFilm dunkel auf hellerem Grund erscheinen.

Elektronenstrahlröhren. Während in der normalen Elektronenröhre die Elektronen un-geordnet von der Kathode zur Anode fließen, in dem Raum zwischen diesen also eineWolke bilden, werden sie in der Elektronenstrahlröhre, auch Braunsche Röhre (1897) ge-nannt, nach ihrem Austritt aus der Kathode im Strahlerzeugungssystem zu einem Strahlgebündelt. Dieses System (Abb. 2.46a) besteht aus mehreren Blenden, die gegenüber derKathode verschiedenes Potenzial haben. Dadurch entstehen zwischen den Blenden in-homogene elektrische Felder, die als elektrische Linsen auf bewegte Elektronen ähnlichwirken wie Glaslinsen auf Licht. Der gebündelte Elektronenstrahl trifft auf den auf derInnenseite des Kolbenbodens angebrachten Leuchtschirm und regt ihn zum Leuchten an.Auf dem Leuchtschirm entsteht ein leuchtender Fleck, dessen Durchmesser vom Strahl-durchmesser abhängt.

178 2 Elektronik

Abb. 2.46 Elektronenstrahlröhre. a Aufbau mit Strahlerzeugung, b elektrische Ablenksysteme

Die zum Betrieb der Röhre notwendigen Spannungen werden über Spannungsteiler ei-ner Hochspannungsquelle entnommen. Mit dem Spannungsteiler P2 stellt man die Strahl-schärfe (Fokussierung), mit P1 die Strahlstromstärke und damit die Helligkeit des Leucht-punktes (Intensität) ein. Die Elektrode g1, Wehneltzylinder genannt, hat hier die Funktiondes Gitters in der Triode.

Da jedes Elektron eine negative elektrische Ladung trägt, müssen in einem senkrechtzur Bewegungsrichtung der Strahlelektronen wirkenden elektrischen Feld Kräfte auf dieElektronen einwirken. Diese verschieben den Spurpunkt des Strahls auf dem Leucht-schirm und man erhält eine elektrische Strahlablenkung. Auch ein senkrecht zur Strahl-richtung wirkendes magnetisches Feld bewirkt eine Ablenkung des Strahls, da jedes be-wegte Elektron auch von einem magnetischen Feld umgeben ist. Man bezeichnet dieseTechnik als magnetische Strahlablenkung.

Die Vorrichtungen zur Erzeugung der Ablenkfelder nennt man Strahlablenksysteme.Sie werden an der in Abb. 2.46a gekennzeichneten Stelle vorgesehen. Die magnetischenAblenksysteme werden als passend geformte Spulen außerhalb der Röhre, die elektrischenAblenksysteme jedoch in Form von Zweiplattenkondensatoren innerhalb der Röhre ange-bracht (Abb. 2.46b). Letztere ergeben Ablenkmöglichkeiten in zwei senkrecht aufeinanderstehenden Richtungen (x- und y-Richtung).

Abbildung 2.47 zeigt das y-Ablenksystem nochmals allein. Tritt ein Elektron mit derMasse m0, der Ladung �e und der Geschwindigkeit v � p

Ua bei B in das homogeneAblenkfeld mit der Feldstärke EE ein, so wirkt auf dieses die Kraft EF . Es fliegt unter derenEinfluss auf einer Parabelbahn bis C. Diese entspricht der beim horizontalen Wurf auf-tretenden Flugkurve und kann in analoger Weise berechnet werden. Nach dem Austretendes Elektrons aus dem Ablenksystem befindet es sich in einem praktisch feldfreien Raum,so dass seine Bahnkurve über die Strecke CA die Parabeltangente im Punkt C, also eineGerade ist.


Abb. 2.47 y-Ablenksystemeiner Elektronenröhre:L Leuchtschirm, A Punkt aufdem Schirm

2.1.5.2 GasentladungsröhrenStoßionisation. Befindet sich in einer Zweipolröhre eine geringe Gasmenge, so werdenbei anliegender Spannung die aus der Kathode emittierten Elektronen auf ihrem Weg zurAnode auf Gasmoleküle treffen. Ist die Anoden-Kathoden-Spannung genügend groß, soreicht die kinetische Energie der beschleunigten Elektronen aus, um beim Auftreffen aufein Gasmolekül ein weiteres Elektron freizusetzen. Man bezeichnet diesen Vorgang, beidem das Molekül zu einem positiven Ion wird, als Stoßionisation.

Ab einer bestimmten Betriebsspannung, der Zündspannung, steigt durch die vermehrtauftretende Stoßionisation die Zahl der freien Ladungsträger lawinenartig an, womit eineselbständige Gasentladung erreicht ist. Da nicht jeder Aufprall zur Auslösung eines wei-teren Elektrons führt, sondern diese ihre gewonnene Energie teils auch als Lichtstrahlungabgeben, ist die Gasentladung leuchtend.

Ionenröhren. Die Gasentladung wird in einigen Bauformen von Ionenröhren technischgenutzt. Am bekanntesten sind die Thyratrons und die Ignitrons. Beide besitzen außer derAnode und Kathode eine Steuerelektrode, das Gitter, womit der Zündzeitpunkt innerhalbder positiven Halbschwingung einer äußeren Wechselspannung eingestellt werden kann.Es handelt sich bei diesen Ionenröhren damit um steuerbare Gleichrichter mit einem Ver-halten ähnlich dem eines Thyristors, der diese Gasröhren auch abgelöst hat.

Leuchtröhren und Leuchtstoffröhren. Leuchtröhren werden, je nach der gewünschtenLichtfarbe, mit verschiedenen Gasen gefüllt; das von den angeregten Gasatomen emittierteLicht wird unmittelbar ausgenutzt. Hauptanwendungsgebiet ist die Reklamebeleuchtung.

In den Leuchtstoffröhren, die stets mit Hg-Dampffüllung arbeiten, wird deren sehr star-ke Ultraviolettstrahlung durch den auf der Innenseite der Glasröhre angebrachten Leucht-stoff in sichtbares Licht umgewandelt. So ist es möglich – gegebenenfalls durch Mischungverschiedener Leuchtstoffe – jede gewünschte Lichtfarbe zu erzeugen. Hauptanwen-dungsgebiete sind Reklamebeleuchtung und Beleuchtung von Theatern, Kinos, Hör-sälen u. a.

180 2 Elektronik

Abb. 2.48 Schaltplan einerLeuchtstofflampe

Leuchtstofflampen. Sie unterscheiden sich von den Leuchtstoffröhren nur durch dieArt der verwendeten Elektroden. Während die Leuchtstoffröhren zylinderförmige Elek-troden aus Eisenblech haben, benutzt man bei den Leuchtstofflampen mit Oxiden über-zogene Wolframwendel, die im Betrieb durch die kinetische Energie der aufprallendenLadungsträger auf der für thermische Elektronenemission notwendigen Temperatur gehal-ten werden. Auf die Emissionstemperatur werden sie beim Einschalten in der Schaltung(Abb. 2.48) gebracht. Der Starter St ist eine kleine Glimmlampe, deren eine Elektrodeaus einem Bimetallstreifen besteht. Wird Netzspannung angelegt, so liegt diese über denOxidelektroden und die Drosselspule Dr am Starter St, der zündet. (Die Leuchtstofflam-pe kann nicht zünden, da ihre Zündspannung bei kalten Oxidelektroden weit über demScheitelwert der Netzspannung liegt.) Durch den Stromdurchgang wird der Starter sostark erwärmt, dass sich durch Verbiegen der Bimetallelektrode die beiden Elektroden desStarters berühren. Durch den jetzt starken Strom werden die Oxidelektroden auf Emissi-onstemperatur aufgeheizt. Der Starter kühlt sich, da kein Glimmbetrieb mehr besteht, ab,die Bimetallelektrode biegt sich zurück und der starke Strom wird unterbrochen.

Die dadurch entstehende hohe Selbstinduktionsspannung zündet die Leuchtstofflam-pe. Da deren Brennspannung mit 100 V weit unter der Zündspannung des Starters liegt,bleibt dieser stromlos. Der kleine Kondensator Cst verbessert die Schalteigenschaften desStarters.

Die Verwendung von Oxidkathoden ermöglicht den Betrieb der Leuchtstofflampendirekt am 230 V-Netz, während Leuchtröhren und Leuchtstoffröhren je nach Länge Span-nungen zwischen etwa 500 V und 6000 V benötigen.

Leuchtstofflampen sind heute neben den Glühlampen die wichtigsten Lichtquellen.Sie haben gegenüber Glühlampen gleicher Leistungsaufnahme sechsfache Lebensdau-er und ergeben etwa den dreifachen Lichtstrom. Seit einigen Jahren werden Kompakt-Leuchtstofflampen mit dem Glühlampensockel E27 und eingebauter Vorschaltelektronikangeboten. Diese Alternative zur klassischen Glühlampe hat etwa die achtfache Lebens-dauer und spart bis zu 80 % Energie.

Quecksilberhochdrucklampen, Natriumdampflampen und Xenonlampen könnenfür sehr große Leistungen gebaut werden. Sie ergeben dementsprechend starke Licht-ströme bei sehr gutem Wirkungsgrad und langer Lebensdauer. Hauptanwendungsgebiete


sind: Beleuchtung von Fabrikhallen und Fabrikhöfen, Straßen und Plätzen, Bahnhof- undHafenanlagen, Flutlichtanlagen in Sportstadien.

Spannungsanzeigeröhren. Diese � 20 mm langen Glimmröhren werden z. B. in denGriff eines Schraubendrehers eingebaut. Mit der Schraubendreherklinge ist ein Pol ver-bunden. Der andere Pol liegt über einem eingebauten Widerstand (R D 1 M�) an einemam Griff so angebrachten Kontakt, dass dieser beim Anfassen mit der Hand verbundenwird. Berührt man mit der Schraubendreherklinge den auf Spannung zu prüfenden Ge-genstand, so bildet man über Glimmlampe, Widerstand und Körper einen Stromkreis, indem bei 230 V Spannung ein Strom von der Größenordnung 0,1 mA fließt. Durch diesenentsteht auf den drahtförmigen Elektroden Glimmlicht, dessen Länge der Spannung pro-portional ist. Merkbare physiologische Wirkungen treten bei dieser Stromstärke nicht auf.Die „Reizschwelle“, d. h. die Stromstärke, bei der merkbare physiologische Wirkungen(Elektrisieren) auftreten, ist für f D 50 Hz etwa 0,5 mA bis 1,0 mA; gefährlich werdenkönnten nur Stromstärken über 10 mA.

2.1.6 Kühlung und Schutzmaßnahmen bei Halbleiterbauelementen

2.1.6.1 Verluste und ErwärmungDas dotierte Siliziumplättchen, das den aktiven Teil eines Halbleiterbauelementes bildet,besitzt bei einer Stärke von < 0,5 mm und einer Fläche von einigen mm2 nur eine sehr ge-ringe Masse. Dies bedeutet, dass es eine entsprechend kleine Wärmekapazität aufweistund damit jede Vergrößerung der Verlustleistung fast augenblicklich zu einer höherenSperrschichttemperatur # führt. Hier sind jedoch vor allem mit Rücksicht auf ein siche-res Sperrverhalten des PN-Übergangs je nach Bauelement nur Werte von # D 120 ıCbis 200 ıC zulässig. Die Erwärmungskontrolle ist daher eine wichtige Aufgabe, die beiHalbleiterbauelementen mit Hilfe des Wärmewiderstandes Rth vorgenommen wird.

Erwärmungsverlauf. Entsteht in einem Körper die Verlustleistung Pv, so erhält manseine Temperatur # ab dem Zeitpunkt t D 0 über die Leistungsbilanz nach

Pv D mC�#

�tC O˛�#

Der erste Term bestimmt die im Körper der Masse m (kg) und der spezifischen Wär-mekapazität C (Ws/(kg K)) aufgrund der Erwärmung gespeicherten Energie. Der zweiteAnteil erfasst die über die kühlende Oberfläche O (m2) durch die Wärmeabgabeziffer ˛

(W/(m2 K)) an die Umgebung abgegebene Leistung.Der Vorgang des Wärmetransports kann man in Analogie zum elektrischen Stromkreis

mit einem RC-Glied in der Schaltung in Abb. 2.49 behandeln. An die Stelle von Kapazität

182 2 Elektronik

Abb. 2.49 ThermischeErsatzschaltung eines ver-lustbehafteten Körpers

und ohmschen Widerstand treten der Wärmewiderstand

Rth D 1

O˛(2.7)

und die WärmekapazitätCth D mC : (2.8)

Das Produkt ist wie im elektrischen Stromkreis nach Gl. 1.34 die thermische Zeitkonstante

th D RthCth D mC

O˛(2.9)

Die Größe th bestimmt als Zeitkonstante den exponentiellen Verlauf der Erwärmung biszur Endtemperatur #e. Zu Beginn werden mit PvC D Pv die gesamten Verluste im Körpergespeichert und damit seine Temperatur # angehoben. Entsprechend der Temperaturdif-ferenz �# D # � #U wird allmählich mit PvR nach Abb. 2.49 die Wärmeabgabe über Rth

an die Umgebung mit #U immer stärker. Ist die Endtemperatur #e erreicht und damit dieÄnderung �#=�t D 0, so wird die gesamte Verlustleistung Pv abgegeben. Der Körperhat dann gegenüber seiner Umgebung die Übertemperatur

�# D PvRth (2.10)

Der Wärmewiderstand Rth ist damit eine zentrale Größe für die Berechnung der statio-nären Erwärmung von Verlustquellen, d. h. hier von Halbleitern. In den Datenblättern sindso auch immer die Werte für Rth enthalten, so dass entweder bei gegebenen Verlusten dieErwärmung kontrolliert oder die zulässige Verlustleistung bestimmt werden kann. Klei-ne Transistoren haben z. B. Wärmewiderstände von etwa RthJU D 200 K/W, wobei dieserWert die Wärmeabgabe von der Sperrschicht (Index J für junction) mit der Temperatur#1 D #J bis zur Umgebung (Index U) mit der Temperatur #2 D #U umfasst.

2.1.6.2 KühlkörperIn vielen Fällen reicht die natürliche Wärmeabgabe des Bauteils über sein Gehäuse nichtaus, sondern die kühlende Oberfläche muss vergrößert werden. Man verwendet dazu auf-steckbare Kühlsterne oder gerippte Alu-Profile (Abb. 2.50), auf welche der Halbleiter bei


Abb. 2.50 Einsatz von Kühl-körpern. a Kühlstern auf einemTransistorgehäuse: 1 Blech-stern, 2 Transistor. b Diode mitKühlkörper: 1 AI-Rippenprofil,2 Schraubdiode

Abb. 2.51 Erwärmungsbe-rechnung mit thermischenWiderständen: J Halblei-tertablette (junction), U

Umgebungsluft, C Gehäuse(case)

gutem Wärmekontakt (Wärmeleitpaste) befestigt wird. Für jeden dieser Kühlkörper, wel-che die Wärmeabgabe von der Gehäuseoberfläche mit der Temperatur #C (Index C fürcase) zur Umgebung übernehmen, gelten je nach Abmessungen bestimmte Wärmewider-stände etwa im Bereich RthCU D 60 K/W bis 5 K/W.

Für den Betrieb mit Kühlkörper geben die Hersteller für ein Halbleiterbauteil nebendem Gesamtwert RthJU auch einen Wärmewiderstand RthJC an, der nur die Wärmeleitungvon der Sperrschicht zur Gehäuseoberfläche, also nicht den Übergang zur Umgebungslufterfasst. Zur Berechnung der Erwärmung bei Verwendung eines Kühlkörpers muss mandann den Gesamtwert RthJU D RthJC C RthCU verwenden, der aber wesentlich kleiner alsder Wert RthJU des Bauelementes selbst ist (s. Beispiel 2.10).

Thermisches Ersatzschaltbild. Die Erwärmungsberechnung mit Wärmewiderständenführt nach Abb. 2.51 zu einer Ersatzschaltung, in der alle Temperaturen # verschiede-nen Spannungspotenzialen vergleichbar sind. Der Wärmestrom (Verlustleistung Pv) fließtüber die Reihenschaltung der Wärmewiderstände zur Umgebung (Masse) ab und ergibt anden einzelnen Messstellen Zwischentemperaturen.

Beeinflussen sich durch entsprechenden Aufbau mehrere Bauteile gegenseitig in ih-rer Erwärmung, so wird das Ersatzschaltbild vermascht und zu einem Wärmequellen-netz. Alle Verlustquellen sind miteinander über die Wärmewiderstände ihrer Bauteile undKühlkörper verbunden, so dass ein Aufbau entsteht, der einem Widerstandsnetzwerk mitverteilten Stromquellen entspricht.

184 2 Elektronik

Beispiel 2.10

Ein Transistor habe die Verlustleistung Pv D 1;5 W und die WärmewiderständeRthJU D 150 K/W und RthJC D 30 K/W.

a) Welche Sperrschichttemperatur #J wird ohne Kühlkörper bei einer Umgebungstem-peratur #U D 30 ıC erreicht? Nach Gl. 2.10 gilt mit #1 D #J und #2 D #U

#J D RthJU � Pv C #U D 150 K/W � 1;5 W C 30 ıC D 255 ıCŠ

b) Es ist ein Kühlkörper auszuwählen, der eine Sperrschichttemperatur #J 150 ıCgewährleistet. Erforderlich ist mit �# D #J � #U D 150 ıC � 30 ıC D 120 K

RthJU �#

PvD 120 K

1;5 WD 80 K/W

RthJU D RthJC C RthCU

RthCU D 80 K/W � 30 K/W D 50 K/W

c) Welche Temperatur #C nimmt das Gehäuse des Halbleiters an? Nach Abb. 2.51 ist

#C D Pv � RthCU C #U D 1;5 W � 50 K/W C 30 ıC

#C D 105 ıC

Aufgabe 2.10

Wie groß darf die Verlustleistung Pv in Beispiel 2.10 werden, wenn folgende Datengelten: RthJC D 30 K/W, RthCU D 25 K/W, #U D 40 ıC, #J D 150 ıC?

Ergebnis: Pv D 2 W

Aufgabe 2.11

Aus den Gl. 2.8 u. 2.9 folgt für den thermischen Widerstand Rth D 1=.O˛/. WelcheKühloberfläche O muss ein senkrecht eingebautes Kühlblech erhalten, damit beifreier Luftkühlung mit der Wärmeabgabeziffer ˛ D 10 W/(m2 K) der Wert Rth D20 K/W entsteht?

Ergebnis: O D 50 cm2


Abb. 2.52 Überspannungsschutz bei Halbleitern. a RC-Beschaltung eines Thyristors, b Schutz ei-ner B2-Brücke mit Varistor, c RC-Eingangsbeschaltung eines Gleichrichters

2.1.6.3 Schutzmaßnahmen für HalbleiterÜberstromschutz. In einer Elektronikschaltung kann man die oft große Anzahl von Di-oden, Transistoren usw. nicht einzeln vor thermischer Überlastung schützen. Man nutztdann wenn möglich, wie z. B. bei Spannungsreglern nach Abschn. 2.2.2.4 eine im IC-Baustein realisierte innere Strombegrenzung, mit der bei Überlastung die Ausgangsspan-nung zusammenbricht. Mitunter ist auch in Kauf zu nehmen, dass zur Vermeidung vonFolgeschäden eine Abschaltung erfolgt. Die ganze Baugruppe wird dann über eine Siche-rung am Eingang des Netzgerätes geschützt.

In der Leistungselektronik sichert man dagegen Stellglieder großer Leistung wie Thy-ristoren durch zugeordnete Einzelsicherungen oder über einen Überstromschutz für diegesamte Baugruppe ab. Aufgrund der geringen Wärmekapazität und damit einer hohenÜberlastempfindlichkeit muss man spezielle überflinke Sicherungen oder entsprechen-de Automaten verwenden, die auf die zulässige Stoßbelastung der Halbleiter abgestimmtsind.

Überspannungsschutz. Halbleiterbauelemente sind auch gegen Spannungsbeanspru-chungen über den zulässigen Spitzenwert, die durch atmosphärische Einflüsse, Schalt-handlungen im Netz oder auch aus der eigenen Schaltung heraus entstehen können, sehrempfindlich. Elektronische Steuerschaltungen erhalten daher meist auf der Netzseite einenEingangsschutz, während man die Dioden und Thyristoren großer Leistungen wiederumeinzeln schützt.

Für den wirksamen Überspannungsschutz gibt es eine ganze Reihe von Bauteilen undSchaltungen, von denen Abb. 2.52 einige Möglichkeiten zeigt. Wichtigste Schutzelementesind die in Abschn. 2.1.3 besprochenen Varistoren und RC-Glieder, welche die Energie desÜberspannungsimpulses aufnehmen und damit vom Halbleiter fernhalten sollen.

186 2 Elektronik

2.2 Baugruppen der Elektronik

2.2.1 Gleichrichterschaltungen

Gleichrichterschaltungen sind statische Umformer, die mit Hilfe der Ventilwirkung vonDioden oder Thyristoren aus dem Wechselstromnetz Gleichspannungen erzeugen. Dadiese immer aus Anteilen der Sinusspannungen gebildet werden, entsteht nie eine reineGleichspannung, wie sie z. B. eine Batterie liefert. Dem Gleichspannungsmittelwert Ud,wie ihn ein Drehspulinstrument anzeigt, ist stets eine nichtsinusförmige Wechselspannungüberlagert, wobei deren Effektivwert Uü und die Grundfrequenz fü von der gewähltenGleichrichterschaltung abhängen. Jeder Gleichrichter erzeugt damit eine Gleichspannungmit einer charakteristischen Welligkeit

wu D Uü

Ud(2.11)

Die erreichbaren Werte sind bei den einzelnen Schaltungen angegeben.

2.2.1.1 WechselstromschaltungenFür den Anschluss an das Wechselstromnetz der Frequenz f gibt es die in Abb. 2.53 an-gegebenen drei Grundschaltungen. In allen Schaltungen sei der gleiche Netztransformatoreingesetzt, d. h. die Spannung zwischen den Klemmen 1 und 2 ist jeweils gleich groß. Fürdie nachstehenden Diagramme und Formeln gilt jeweils die Vereinfachung verlustfreierBauelemente und rein ohmsche Last.

Einpuls-Mittelpunktschaltung (M1). Bei dieser M1-Schaltung (früher Einwegschal-tung) kann der Strom id nur in der positiven Halbschwingutig der Wechselspannung u

fließen, wenn dann jeweils die Diode in Durchlassrichtung beansprucht wird. Die Gleich-spannung ud hat damit den Verlauf nach Abb. 2.53a und lückt zwischen zwei Sinusbögen.Der Mittelwert Ud ist entsprechend gering und die Welligkeit groß. Im Einzelnen gilt

Ud Dp

2

�� U wu D 1;21 fü D f (2.12)

Zweipuls-Mittelpunktschaltung (M2). Man benötigt einen Transformator mit Mittelan-zapfung (Abb. 2.53b), wobei in der positiven Halbschwingung der Sekundärspannung dieobere Diode den Laststrom id fuhrt, in der negativen die untere. Die Sekundärwicklung istalso jeweils nur zur Hälfte belastet und die Gleichspannung besteht im Vergleich zur M1-Schaltung aus aneinandergereihten Sinusbögen der halben Amplitude. Bezeichnet manmit U den Spannungswert zur Mittelanzapfung, so gilt

Ud D 2p

2

�� U wu D 0;483 fü D 2f (2.13)

2.2 Baugruppen der Elektronik 187

Abb. 2.53 Gleichrichterschaltungen für Wechselstromanschluss. Aufbau und Spannungsdiagram-me: a Einpuls-Mittelpunktschaltung (M1), b Zweipuls-Mittelpunktschaltung (M2), c Zweipuls-Brückenschaltung (B2)

Zweipuls-Brückenschaltung (B2). Sie ist die wichtigste Wechselstromschaltung undnutzt in jeder Halbschwingung die volle Sekundärwicklung des Transformators aus(Abb. 2.53c). Es gilt

Ud D 2p

2

�U wu D 0;483 fü D 2f (2.14)

Die B2-Brückenschaltung ist der übliche Gleichrichter in Netzgeräten für elektronischeBaugruppen jeder Art und in der Nachrichtentechnik seit langem als Graetz-Schaltungeingeführt. In der Leistungselektronik wird die B2-Brücke für Leistungen bis zu einigenkW am 230 V-Netz und in der Verkehrstechnik sogar bis in den MW-Bereich verwendet.

Beispiel 2.11

Zur Versorgung eines Verbrauchers mit einer welligen Gleichspannung von Ud D 24 Vwird eine B2-Schaltung nach Abb. 2.53c eingesetzt und an 230 V Wechselspannung an-geschlossen. Für welche sekundäre Leerlaufspannung U20 muss der Netztransformator

188 2 Elektronik

Abb. 2.54 Gleichrichterschaltungen für Drehstromanschluss. Aufbau und Spannungsdiagramme:a Dreipuls-Mittelpunktschaltung (M3), b Sechspuls-Brückenschaltung (B6)

ausgeführt werden, wenn bei Belastung mit 5 % Spannungsfall im Transformator undmit UD D 1 V pro Diode zu rechnen ist?

Für die erforderliche Wechselspannung der verlustfreien Schaltung gilt Gl. 2.14 unddamit unter Beachtung der Durchlassspannung UD

U D �

2p

2Ud C 2UD D �

2p

224 V C 2 V D 28;7 V

Leerlaufspannung des Transformators

U20 D 1;05U D 1;05 � 28;7 V D 30;1 V

2.2.1.2 DrehstromschaltungenDrehstromschaltungen werden bei Anschlussleistungen etwa ab 5 kW erforderlich, wobeidie Ausführungen nach Abb. 2.54 am häufigsten zum Einsatz kommen. Zur weiteren Ver-minderung der Welligkeit werden gelegentlich auch Schaltungen mit zwei Transformator-Sekundärwicklungen ausgeführt.

Dreipuls-Mittelpunktschaltung (M3). Über die Dioden werden nacheinander die dreiSternspannungen u1N, u2N, u3N mit dem Effektivwert U an die Belastung R gelegt, wobei


immer die Wicklung mit den positivsten Spannungswerten im Betrieb ist. Es gilt

Ud D 3p

6

2�� U D 1;17U wu D 0;183 fü D 3f (2.15)

Sechspuls-Brückenschaltung (B6). Bei dieser auch kurz Drehstrombrücke genanntenSchaltung fließt der Laststrom immer über zwei Wicklungsstränge, d. h. es wird die Au-ßenleiterspannung uL D p

3 � u gleichgerichtet. Mit dem Effektivwert U der Sternspan-nung gilt

Ud D 3p

6

�� U D 2;34U wu D 0;042 fü D 6f (2.16)

Anwendungen. Vor allem die B6-Schaltung wird in der Leistungselektronik zur Ver-sorgung elektrischer Antriebe, für Elektrolyseanlagen bis zu den höchsten Leistungeneingesetzt. Im Kfz erhält die Drehstromlichtmaschine einen B6-Gleichrichter.

2.2.1.3 Glättungs- und SiebgliederKondensatorglättung. Die in den Schaltungen nach Abb. 2.53 erzeugten Gleichspan-nungen haben für die direkte Versorgung einer Elektronikbaugruppe meist eine zu hoheWelligkeit. Man bezeichnet diesen Gesamtwert Uü aller Wechselanteile auch als Brumm-spannung, da sie z. B. in Radiogeräten einen entsprechenden Brummton hervorrufen kön-nen.

Die erste Maßnahme zur Erzielung einer sauberen Gleichspannung stellt die Verwen-dung eines Glättungs- oder Ladekondensators CL dar, der nach Abb. 2.55 die Gleichspan-nung der Brückenschaltung stützt. Ist mit u > ud die Eingangsspannung u größer als diedes Kondensators, so wird CL über die Diodenschaltung aufgeladen. Dabei fließt mit iD

nach Abb. 2.55b in der kurzen Ladezeit �t über die Dioden außer dem Laststrom id einimpulsförmiger Ladestrom. In den Zeiten u < ud sperren die Dioden und der Kondensatorliefert den Laststrom, womit er sich wieder teilweise entlädt. Im welchem Umfang dieserfolgt und wieweit dabei die Spannung ud absinkt, ist von der Zeitkonstanten D R � CL

abhängig.Insgesamt ändert sich die Ausgangsspannung nur noch um �U bei einem Mittelwert

Ud, wobei �U durch eine entsprechende Kondensatorkapazität sehr klein gemacht werdenkann. Vereinfacht man die Schwankung von ud um den Mittelwert zu einer Sinuskurve mitder Frequenz fü, so lässt sich mit

Uü � �U

2p

2(2.17)

ein Bezug zur Brummspannung Uü angeben.Bei bekannten Schaltungsdaten kann man den Wert �U über die dem Kondensator

entnommene Ladung durch den Strommittelwert Id während der Entladungszeit tE be-stimmen. Sie ist nach Abb. 2.55b etwas kürzer als die halbe Periodendauer T und kann im

190 2 Elektronik

Abb. 2.55 Spannungsglättung mit einem Kondensator. a Schaltung, b Diagramme

Mittel zu tE D 0;75 � T=2 angenommen werden. Der Kondensator gibt damit die Ladung

�Q D Id � tE D 0;75 � Id � T=2

ab, wobei seine Spannung UC um den Anteil �U sinkt. Mit der Grundgleichung Q D CU

des Kondensators erhält man dann

�Q D 0;75 � Id � T=2 D CL�U und T D 1=f

�U D 0;75 � Id

2f CL: (2.18)

Bei sehr geringer Belastung wird mit Id ! 0 auch �U D 0 und damit nach Abzug derSchleusenspannung von UD D 0;7 V pro Diode die Gleichspannung Ud D p

2U � 2UD.Der Kondensator lädt sich fast auf den Scheitelwert der Eingangswechselspannung U auf.

Beispiel 2.12

Zur Versorgung einer Elektronikschaltung mit Ud D 24 V aus dem Netz mit fN D50 Hz soll eine B2-Schaltung mit C -Glättung eingesetzt werden. Der Laststrom seiId D 20 mA, als Abweichung vom Mittelwert Ud D 24 V sei ˙5 % zulässig.

a) Welcher Kondensator CL ist zu wählen?Mit 5 % Abweichung vom Mittelwert gilt �U D 2 � 0;05 � Ud D 0;1 � 24 V D 2;4 V.Damit benötigt man nach Gl. 2.18 einen Kondensator

CL D 0;75 Id

2f � �UD 0;75 � 20 mA

2 � 50 Hz � 2;4 VD 62;5 �F

b) Welche Sekundärspannung U muss ein Transformator im Falle a haben, wenn derSpannungsfall an den beiden Dioden 1,5 V beträgt?


Für den Höchstwert der welligen Gleichspannung erhält man

Oud D p2U � 1;5 V

Ferner gilt nach Abb. 2.55b

Ud D Oud � 0;5 �U mit �U D 2 � 0;05Ud

Damit erhält man die Gleichung

Ud D p2U � 1;5 V � 0;5 � 0;1 � 24 V

U D 18;9 V

Die Sekundärspannung des Transformators muss 18,9 V betragen.

Aufgabe 2.12

Die Schaltung in Abb. 2.55 wird mit U D 19 V, 50 Hz betrieben und soll eine Lastmit den Daten Ud D 24 V, Id D 10 mA versorgen. Welche Glättungskapazität C istzu wählen?

Ergebnis: C D 26;8 �F

L-Glättung. Bei den in der Leistungselektronik möglichen großen Lastströmen würdezur Glättung der Gleichspannung nach Gl. 2.18 eine unwirtschaftlich große Kapazitäterforderlich. Man verwendet daher vor allem bei Schaltungen zur Versorgung von Gleich-stromantrieben eine Glättungsdrosselspule L nach Abb. 2.56. Sie wird gleichstromseitigin Reihe mit dem Motor geschaltet und übernimmt durch ihren Blindwiderstand XL D2�fL den Wechselanteil uL in der Gleichrichterspannung ud. Die Ausgangsspannung hatdamit nur noch eine geringe Welligkeit.

Während eine C -Glättung umso wirksamer wird, je geringer der Laststrom ist, bleibtdie L-Glättung im Leerlauf ohne Wirkung. Der Wechselspannungsanteil uL kann nämlichnur dann von der Drosselspule übernommen werden, wenn nach

uL D Ld iA�

dt

ein entsprechend kleiner Wechselstrom iA� im Laststromkreis auftritt. Bei einer großenInduktivität L wird die Amplitude OiA� dann so gering, dass fast nur der Gleichstrommit-telwert IA in Erscheinung tritt.

192 2 Elektronik

Abb. 2.56 Stromglättung mit einer Induktivität. a Schaltung, b Diagramme

RC- und LC-Tiefpass. Die Stellglieder der Leistungselektronik wie Thyristoren undIGBT’s aber auch die Stromwender der Universalmotoren in E-Werkzeugen erzeugenStörspannungen, die im Frequenzbereich über 150 kHz durch Maßnahmen zur Funkent-störung nach VDE 0875 begrenzt werden müssen. Die klassische Technik zur Minderungsolcher hochfrequenter Spannungen ist der Einsatz eines Tiefpasses aus einem RC-Gliednach Abb. 2.57 oder in der Kombination LC nach Abb. 2.58. Beide Schaltungen arbei-ten als frequenzabhängiger Teiler, der die Störspannung U1 am Kondensatorausgang mitsteigender Frequenz im stärker auf U2 absenkt. Mit den Beziehungen aus Abschn. 1.3.2erhält man für die beiden Varianten die Ergebnisse:

RC-TiefpassU2

U1

D 1p

.!RC /2 C 1(2.19a)

LC-TiefpassU2

U1

D 1

.!2LC / � 1(2.19b)

Kennzeichen der Wirkung eines Tiefpasses im Bezug auf sein Sperrverhalten ist diesogenannte Grenzfrequenz fg, bei welcher das Verhältnis U2=U1 D 1=

p2 D 0;707

auftritt. In einer logarithmischen Skala entspricht dies der Bewertung �3 dB. Für die RC-Kombination gilt

fg D 1

2� � RC: (2.20)

In der Praxis werden zum Abblocken von Störspannungen fast immer LC-Tiefpässe oderwie in Abb. 4.93 für ein EMV-Netzfilter gezeigt, Kombinationen von L und C verwendet.Im Vergleich zur RC-Schaltung, bei der die Störspannung U1, nur mit l=f sinkt, erfolgtdies bei der LC-Schaltung mit 1=f 2. Man bezeichnet das LC-Glied daher als einen Tief-pass zweiter Ordnung.


Abb. 2.57 RC-Tiefpass

Abb. 2.58 LC-Tiefpass

In Abb. 2.59 ist die Wirkung beider Varianten dargestellt. Bezug ist die Grenzfrequenzdes RC-Tiefpasses, wobei der Wert LC so gewählt wurde, dass bei f D fg ebenfallsU2=U1 D 0;7 auftritt. Da der LC-Tiefpass eigentlich ein Reihenschwingkreis ist, besitzter nach Gl. 1.95b eine Resonanzfrequenz, bei der eine Überhöhung der Spannung U2

entsteht. Ihr Wert hängt vom Spulenwiderstand ab und ist ohne Bedeutung, wenn allebetriebsmäßig auftretenden Spannungen weit von dieser Resonanzfrequenz wegliegen.

Beispiel 2.13

Eine Phasenanschnittsteuerung mit Triac nach Abb. 4.86 soll durch einen LC-Tiefpassmit den Daten C D 0;2 �F und L D 0;5 mH entstört werden.

a) Ab welcher Frequenz fmin wird die Störspannung netzseitig auf weniger als 1/1000ihres Wertes U1 reduziert?Nach Gl. 2.19b gilt für U2=U1 D 1=1000 die Beziehung

!2minLC � 1 D 1000 und damit !2

min D 1001=LC:

Mit !min D 2�fmin ergibt sich als kleinste Frequenz

fmin D 1

2��r

1001

LCD 1

2��s

1001

0;5 � 10�3 H � 0;2 � 10�6 FD 503 kHZ:

Abb. 2.59 Vergleich derWirksamkeit von RC- undLC-Tiefpass

194 2 Elektronik

Abb. 2.60 Aufbau eines konventionellen Netzgerätes. a Stabilisierung der Spannung mit einerZ-Diode, b Einsatz eines Festspannungsreglers F

b) Welchen Einfluss hat das LC-Glied auf die 230 V-Versorgung der Triacschaltung?Bei f D 50 Hz wird !2LC � 1 D .2� � 50 Hz/2 � 0;5 � 10�3 H � 0;2 � 10�6 F � j1jEs besteht damit kein merkbarer Einfluss.

c) Welchen Wert hat die Resonanzfrequenz f0 des Tiefpasses?Nach Gl. 1.95b erhält man

f0 D 1

2� � pLC

D 1

2� �p

0;5 � 10�3 H � 0;2 � 10�6 FD 15;9 kHz:

Aufgabe 2.13

Anstelle des Tiefpasses in Beispiel 2.13 soll eine RC-Kombination mit ebenfallsC D 0;2 �F gewählt werden. Welcher Wert muss bei gleicher Wirkung für R ge-wählt werden?

Ergebnis: R D 1;58 k�

2.2.1.4 NetzteileZum Betrieb einer Elektronik benötigt man stets eine stabilisierte Gleichspannung im Be-reich von etwa 5 V bis 30 V. Für Geräte mit Netzanschluss an 230 V, 50 Hz wird dieseVersorgungsspannung durch eine Netzteil genannte Baugruppe hergestellt.

Abbildung 2.60 zeigt die konventionelle Ausführung eines Netzteils mit dem die ge-wünschte Gleichspannung fast unabhängig von der Höhe der Belastung und möglichenSpannungsschwankungen auf 1 % bis 3 % konstant gehalten werden kann. Bei geringerAusgangsleistung UdId < 1 W kann man zur Stabilisierung die in Abb. 2.22 gezeigteAnordnung mit einer Z-Diode einsetzen. In der Regel verwendet man jedoch einen alsIC-Baustein verfügbaren Festspannungsregler F, der mit seinen drei Anschlüssen nach


Abb. 2.61 Aufbau eines Schaltnetzteils. 1 EMV-Netzfilter, 2 Gleichrichter mit Glättungskondensa-tor, 3 Transistor-Wechselrichter mit Trenntransformator, 4, 5 Gleichrichter mit Glättungskondensa-tor

Abb. 2.60b zu schalten ist. Das interne Stellglied ist hier ein sogenannter Längstransis-tor, der über eine Z-Diode so ausgesteuert wird, dass eine konstante Gleichspannung amAusgang entsteht. Der Transistor wirkt in der Schaltung als variabler Widerstand RCE, derstets die Differenz zwischen der vorgeglätteten Kondensatorspannung Uc und Ud aufneh-men muss. Im IC-Baustein entstehen damit vor allem die Verluste UCEId, was zusammenmit den Verlusten im Eingangstransformator und den Dioden zu einem Wirkungsgrad desNetzteils von nur 30 % bis 50 % führt. Dieser Nachteil und der bauliche Aufwand für den50 Hz-Transformator haben dazu geführt, dass für immer mehr Anwendungen wie z. B. inEDV-Anlagen, Fernsehgeräten, Recordern usw. die nachstehende Technik der Schaltnetz-teile zur Stromversorgung eingesetzt wird.

Schaltnetzteile. Grundgedanke dieser SNT abgekürzten Technik ist es, die galvanischeTrennung und die Transformation auf kleine Spannungswerte nicht auf der 50 Hz-Netzseite, sondern bei Frequenzen bis etwa 50 kHz durchzuführen. Da die übertragbareLeistung eines Transformators proportional mit der Frequenz ansteigt, wird dieser sehrklein und preiswert. Abbildung 2.61 zeigt die Struktur eines Schaltnetzteils mit seineneinzelnen Baugruppen.

Ein LC-Filter (1) vor dem Eingangsgleichrichter mit C-Glättung (2) verhindert dienetzseitige Abgabe von hochfrequenten Störimpulsen infolge der Taktung. Die SpannungUd1 wird durch eine Transistorschaltung (3) in Einzelimpulse der genannten Frequenz„zerhackt“ und damit der Ferritkern-Transformator (4) auf- und abmagnetisiert. Die Bau-gruppe 3 C 4 wird als Flusswandler bezeichnet, sie liefert dem nachgeschalteten Gleich-richter (5) eine potenzialgetrennte Wechselspannung der Ud angepassten Größe. Wegender hohen Frequenz dieser Spannung ist nach Gl. 2.18 der Glättungsaufwand durch einenKondensator gering. Die Regelung der Ausgangsspannung auf einen festen Ud-Wert er-folgt über die Taktung des Transistorkreises weitgehend verlustlos. Trotz des größerenAufwandes an Elektronik und Siebgliedern ist das SNT preisgünstig und erreicht zudemWirkungsgrade von bis zu 90 %.

196 2 Elektronik

Abb. 2.62 Weitwinkelpha-senschieber. a Schaltung,b Zeigerdiagramm der Span-nungen

Weitwinkelphasenschieber. Mitunter ist es erforderlich, eine sinusförmige Wechsel-spannung ohne die Amplitude zu ändern, in ihrer Phasenlage um den Winkel 0ı ' 180ı zu drehen. Hierzu eignet sich besonders die Brückenschaltung nach Abb. 2.62, inwelcher der Phasenwinkel ' der Ausgangsspannung U 2 über die Stellung des Potenzio-meters Rp bestimmt werden kann.

Die Wirkungsweise der Schaltung ergibt sich aus dem Zeigerbild Abb. 2.62b. Die Se-kundärspannung U12 D 2 � U1 des Transformators liegt an dem RC-Glied, wobei wegender 90ı-Phasenverschiebung zwischen den Spannungen U R und U C die Ortskurve desPunktes 3 der Thaleskreis über U12 ist. Mit Rp D 0 wird auch UR D 0 und der Punkt 3liegt an der Stelle 2, womit der Winkel ' zu null wird. Mit größerem Widerstand wandertder Punkt 3 in Richtung nach 1 und ' wird entsprechend größer. Bei Rp � 1=!C istpraktisch ' D 180ı erreicht.

Für die Belastung des Ausgangs mit den Klemmen 0 und 3 durch einen Strom I2

ist zu beachten, dass I2 IRC bleibt, da das Diagramm in Abb. 2.62 streng nur imLeerlauf gültig ist. Bei zu großem Laststrom ändert sich mit dem Phasenwinkel ' auchdie Amplitude der Ausgangsspannung U 2.

Beispiel 2.14

Für einen Phasenschieber nach Abb. 2.62 sind ein Kondensator mit C D 10 �F undein Potenziometer mit Rp D 100 k� vorgesehen. Welcher maximale Winkel 'max nachAbb. 2.62b ist bei U1 D 10 V, 50 Hz erreichbar?

Für die Reihenschaltung von R und C gilt nach Beispiel 1.46

I D U12qR2

p C �1

!C

�2und UC D I

!C


Der Winkel 'max hat den doppelten Wert des Winkels zwischen den Spannungen U12

und UC in Abb. 2.62b, der mit a bezeichnet werden soll. Damit gilt

cos ˛ D UC

U12

D 1p

1 C .!RpC /2

cos ˛ D 1p

1 C .2� � 50 Hz � 105 � � 10�5 F/2� 1

2� � 50D 3;18 � 10�3

Damit ˛ D 89;9ı und 'max D 179;6ı.

2.2.2 Verstärker

Verstärker sind elektronische Schaltungen, welche die Amplitude einer elektrischen Ein-gangsgröße als Strom oder Spannung so vergrößern, dass sie danach bequem gemessen,weiterverarbeitet oder nutzbar gemacht werden können. Grundelemente sind immer bipo-lare Transistoren oder FET, wobei diese wie im Operationsverstärker auch innerhalb einesIC-Bausteins realisiert sein können.

Wird zur Verstärkung nur ein kleiner und damit geradliniger Teil der Verstärkerkennli-nie ausgenutzt, so spricht man von einem Kleinsignalverstärker oder Verstärker im A-Betrieb. Leistungsverstärker nutzen vielfach die ganze Kennlinie aus, benötigen dannjedoch für jede Halbschwingung eines Wechselstromsignals eine eigene Endstufe (Ver-stärker im B-Betrieb, Gegentaktverstärker). Je nach Stromart unterscheidet man fernergrundsätzlich Gleichspannungsverstärker und Wechselspannungsverstärker.

2.2.2.1 TransistorgrundschaltungenTransistoren können prinzipiell in drei Grundschaltungen eingesetzt werden, die jeweilsihre besonderen Eigenschaften aufweisen und entsprechende Verwendung finden. Abbil-dung 2.63 zeigt die Zusammenstellung für bipolare Transistoren, für FET gelten analogeSchaltungen. Die Bezeichnung kennzeichnet jeweils den Anschluss, der sowohl für dieEingangs- wie die Ausgangsseite gilt, wobei für die Kollektorschaltung der für Wechsel-ströme kurzgeschlossene Weg über die Batterieversorgung mit der Spannung UB gilt.

Die weitaus wichtigste Schaltung für den Aufbau von Verstärkern ist die Emitterschal-tung, deren Technik im Folgenden näher betrachtet werden soll.

2.2.2.2 EmitterschaltungAm Beispiel der Emitterschaltung nach Abb. 2.64 soll das Prinzip der Spannungsverstär-kung mit einem Transistor dargestellt werden. An den Eingang 1 ist die Signalquelle mitder zu verstärkenden Wechselspannung u1 angeschlossen. Damit beide Halbschwingun-gen verarbeitet werden können, muss der Betriebspunkt oder Arbeitspunkt A des Ver-stärkers ohne Eingangssignal etwa in der Mitte des Kennlinienfeldes (Abb. 2.64b und c)

198 2 Elektronik

Abb. 2.63 Transistorgrundschaltungen. a Emitterschaltung, b Kollektorschaltung, c Basisschaltung

liegen. Die Wechselspannung u1 bewirkt dann auf der Eingangskennlinie IB D f .UBE/

des Transistors eine Änderung des Basisstromes im Bereich IB1 bis IB2, was einer Aus-steuerung zwischen den Punkten A1 und A2 entspricht. Im Ausgangskennlinienfeld IC Df .UCE/ wandert der Betriebspunkt bei offenem Ausgang 2 (Leerlauf) dann ebenfalls vonA1 bei IB1 bis A2 bei IB2 entlang einer Arbeitsgeraden g, deren Lage sich aus Gl. 2.22ergibt. Sie hat damit die Achsenabschnitte UB und UB=RC, ist also in ihrer Steigungvom Kollektorwiderstand RC abhängig. Mit der Schwankung zwischen den Punkten A1

und A2 ändert sich das Kollektorpotenzial entsprechend dem Verlauf von u1, wobei inRichtung Ausgang der Gleichanteil durch den Kondensator C2 zurück gehalten wird. AmAnschluss 2 entsteht schließlich nach Gl. 2.21

u20 D �VU0 � u1 (2.21)

eine Wechselspannung u20, welche um die Leerlauf-Spannungsverstärkung VU0 D 50 bis500 größer als das Eingangssignal u1 ist. Das Minuszeichen berücksichtigt, dass bei dieserEmitterschaltung zwischen den Schwingungen u1 und u20 entsprechend Abb. 2.64b,c eine180ı-Phasenverschiebung auftritt.

Wird der Ausgang durch einen Widerstand RL belastet, so entsteht für den Wechsel-anteil uCE der Kollektor-Emitterspannung eine Parallelschaltung RC k RL. Die im Aus-gangskennlinienfeld durch den Arbeitspunkt A gelegte Gerade wird dann nicht mehr alleindurch RC sondern durch den geringeren Parallelwert RC k RL bestimmt. Sie hat jetzt mitgL den in Abb. 2.64c gestrichelten, steileren Verlauf und als Folge die geringere Aus-gangsspannung u2L. Die Spannungsverstärkung sinkt auf VUL < VU0.

Arbeitspunkteinstellung. Die Lage des Arbeitspunktes A in Abb. 2.64 wird durch eineGleichstrom-Aussteuerung des Transistors festgelegt, die mit Hilfe der Widerstände RC,R1 und R2 eingestellt werden kann. Für den Kollektor-Emitterkreis des Transistors giltdie Spannungsgleichung

UB D IC � RC C UCE

und damit

IC D UB

RC� UCE

RC(2.22)


Abb. 2.64 Arbeitspunkteinstellung beim Transistor. a Schaltung mit Basisspannungsteiler, b Ein-gangskennlinie mit Arbeitspunkt A und Signalspannung u1, c Ausgangskennlinienfeld mit Arbeits-geraden g und Ausgangsspannung u2

Im Ausgangskennlinienfeld IC D f .UCE/ nach Abb. 2.64c stellt Gl. 2.22 eine Gerade g

mit dem Ordinatenabschnitt UB=RC und der Nullstelle bei UCE D UB dar. Man bezeich-net g als Arbeits- oder Widerstandsgerade und legt ihre Neigung durch den Wert desKollektorwiderstandes RC fest.

Die Lage des Arbeitspunktes A auf der Geraden und damit die Betriebswerte UCA undICA des Transistors ohne Eingangssignal werden durch die Wahl des BasisgleichstromesIBA bestimmt. Für IBA benötigt man nach der Eingangskennlinie (Abb. 2.64b) des Transis-tors eine Basis-Emitterspannung UBEA, die über den Spannungsteiler R1 � R2 eingestelltwird. Damit UBEA nur vom Teilerverhältnis R2=.R1 CR2/ bestimmt ist und der Transistorals Belastung nur einen geringen Einfluss hat, sollte ein Querstrom I2 nach

I2 D .5 bis 10/ � IBA (2.23)

gewählt werden.Für die Dimensionierung der drei Widerstände gelten damit die Beziehungen

RC D UB � UCA

ICA(2.24)

R1 D UB � UBA

I2 C IBA(2.25)

R2 D UBA

I2

(2.26)

UBA ist die Basisgleichspannung bei Verwendung eines Emitterwiderstandes RE

(Abb. 2.65), ohne RE gilt UBA D UBEA.

200 2 Elektronik

Man wählt die Arbeitspunkte UCA und ICA und kann dann nach Gl. 2.2 mit IBA DICA=B den erforderlichen Basisgleichstrom berechnen. Die Spannung UBEA � 0,65 Vergibt sich aus dem Eingangskennlinienfeld des betreffenden Transistors.

Die gesamte Arbeitspunkteinstellung erfolgt also über die Wahl der ohmschen Wider-stände und die dadurch auftretenden Gleichströme. Damit diese weder über die Basis aufdie Signalseite, noch über den Kollektoranschluss an den Ausgang gelangen, werden dieKondensatoren C1 und C2 in Abb. 2.64 zwischengeschaltet. Während die Gleichströmedadurch auf den Transistor begrenzt bleiben, stellen die Kondensatoren nach XC D 1=!C

für die Signalwechselströme bei genügend hoher Frequenz kein Hindernis dar.

Arbeitspunktstabilisierung. Wird ein Transistor infolge seiner Verluste oder durch dieUmgebung erwärmt, so wird seine Leitfähigkeit größer, was bei einer durch die Wider-stände R1 und R2 festgelegten Spannung UBEA zu einer Erhöhung von IBA und damitICA fuhrt. Dadurch wird der eingestellte Arbeitspunkt A nach oben auf der Geraden g

verschoben. Man kann diesem unerwünschten Effekt dadurch entgegenwirken, dass mandie Spannung UBEA etwas reduziert und so den Transistor geringfügig zusteuert. Das kanndurch eine Arbeitspunktstabilisierung selbsttätig erfolgen.

In der Schaltung nach Abb. 2.65a wird die Stabilisierung durch Stromgegenkopplungmit Hilfe des Widerstandes RE erreicht. Erhöht sich infolge einer Erwärmung des Tran-sistors der Kollektorstrom IC, so steigt auch der Emitterstrom IEA an und vergrößert denSpannungsabfall UE D IEA �RE. Dadurch wird das Emitterpotenzial etwas angehoben unddie Spannung UBEA entsprechend gesenkt.

Der Transistor wird so geringfügig zugesteuert und die Lage des Arbeitspunktes bleibterhalten. Damit der Signalstrom i1 nicht ebenfalls über RE fließen muss, was eine Verrin-gerung der Verstärkung zur Folge hätte, schafft man diesem Wechselstrom einen Bypassüber CE.

Der Wert des Emitterwiderstandes wird meist mit

RE D RC

m(2.27)

am Kollektorwiderstand RC orientiert. Es werden Werte von m D 5 bis 10 empfohlen.Eine andere Schaltung zur Stabilisierung zeigt Abb. 2.65b. Bei einer Erwärmung des

Transistors wird sich auch die Temperatur der räumlich eng zugeordneten Diode erhöhen,womit ihr Durchlasswiderstand sinkt. Damit erhält die Basis-Emitterstrecke ebenfalls ei-ne etwas reduzierte Spannung UBEA, was wieder einer Erhöhung des Kollektorstromesentgegenwirkt.

Beispiel 2.15

Für einen Si-NPN-Transistor mit den Daten ICA D 3 mA, UBEA D 0;6 V, B D 100ist mit UB D 12 V eine Verstärkerstufe nach Abb. 2.65 aufzubauen. Bei RE D 100 �

sind die Widerstände R1, R2 und RC zu bestimmen. Im Arbeitspunkt soll UCA D 6 Vbestehen.


Abb. 2.65 Schaltungen zurArbeitspunktstabilisierung.a Gleichstrom-Gegenkopplungmit RE, b Temperaturkompen-sation mit Diode D2

Kollektorwiderstand nach Gl. 2.24

RC D UB � UCA

ICAD 12 V � 6 V

3 mAD 2 k�

Basisstrom nach Gl. 2.2

IBA D ICA

BD 3 mA

100D 30 �A

EmitterstromIE D ICA C IBA D 3;03 mA � 3 mA

Emitterspannung

UE D IE � RE D 3 mA � 100 � D 0;3 V

Basisspannung

UBA D UBEA C UE D 0;6 V C 0;3 V D 0;9 V

Nach Gl. 2.23 wird I2 D 10�IBA D 0;3 mA gewählt, damit erhält man die Widerständedes Spannungsteilers nach den Gl. 2.25 und 2.26

R2 D UBA � UCA

I2

D 0;9 V

0;3 mAD 3 k�

R1 D UB � UBA

I2 C IBAD 12 V � 0;9 V

0;33 mAD 33;6 k�

202 2 Elektronik

Abb. 2.66 Schaltung einesDifferenzverstärkers

Aufgabe 2.14

Anstelle des Teilers R1=R2 in Abb. 2.65 wird ohne R2 nur ein BasisvorwiderstandRv D R1 verwendet. Mit den Daten in Beispiel 2.15 ist Rv zu berechnen.

Ergebnis: Rv D 370 k�

2.2.2.3 DifferenzverstärkerDer Aufbau eines Gleichspannungsverstärkers durch galvanische Kopplung mehrererEmitterschaltungen bringt außer dem schon erwähnten Nachteil weitere Probleme. Alledurch Temperaturschwankungen bedingten Änderungen der Arbeitspunktlage führen zueiner anderen Ausgangsgleichspannung und damit zu einem Messfehler. Man kann die-se Drift des Nullpunktes zwar durch Schaltungsmaßnahmen verringern, verwendet abertrotzdem für den Aufbau von Gleichspannungsverstärkern andere Techniken.

Das Problem der Temperaturdrift lässt sich weitgehend beherrschen, wenn man nachAbb. 2.66 einen Differenzverstärker verwendet. Bei den beiden Transistoren werdengleichsinnige Änderungen der Eingangsspannungen u1 und u2 auch zu entsprechendgleichen Veränderungen der Kollektorspannungen uC1

und uC2führen, wobei diese

Gleichtaktverstärkung durch den Gegenkopplungswiderstand RE herabgesetzt ist. DieDifferenz uD D uC1

� uC2bleibt unverändert, was auch dann gilt, wenn die Änderungen

durch Temperatureinfluss, der sicher gleichsinnig auftritt, entstehen.Gegenläufige Änderungen der Eingangsspannungen führen dagegen zu einer Erhöhung

der einen Kollektorspannung und zur Verringerung der anderen. Damit entsteht eine Dif-ferenzspannung uD und die Schaltung erhält mit

uD D VD.u1 � u2/ (2.28)

eine hohe Differenzverstärkung VD ähnlich der Emitterschaltung. Die Technik der Diffe-renzverstärker ist Grundlage des Aufbaus von Operationsverstärkern, die heute als inte-grierte Bausteine sehr vielfältig eingesetzt werden.


Abb. 2.67 Schaltung eineseinfachen Spannungsreglers

2.2.2.4 Steuerschaltungen mit TransistorenSpannungsregler. Transistoren können auch als lineare Stellglieder in Steuerschaltungeneingesetzt werden. Abbildung 2.67 zeigt eine Schaltung zur Einstellung einer konstantenGleichspannung, die z. B. im Anschluss an die Gleichrichterschaltung in Abb. 2.60 ver-wendet werden kann.

Der Transistor T2 arbeitet als veränderlicher Widerstand RCE2, der die Differenz

U1 � U2 zwischen Eingangsspannung U1 und dem gewünschten Ausgangswert U2 auf-nimmt. Wird durch einen anderen Potenziometerwiderstand Rp der Transistor T1 weiteraufgesteuert, so sinkt seine Kollektorspannung und damit auch die Basisspannung von T2.Transistor T2 erhält einen höheren Widerstandswert RCE2

, womit die Ausgangsspannungsinkt. Die Spannung U2 wird also durch die Stellung des Potenziometers bestimmt undist etwa im Bereich Uz < U2 < U1 einstellbar.

Wird U2 durch eine stärkere Belastung I2 oder ein Absinken der Eingangsspannungkleiner, so fällt auch die Basisspannung von T1, der dadurch etwas zusteuert und die Ba-sisspannung von T2 anhebt. Transistor T2 verringert seinen Widerstand RCE2

, so dass U2

auf dem ursprünglichen Wert gehalten wird.Transistor T3 dient der Überstrombegrenzung. Bei I2 < I2 zul ist die Spannung

Rs � I2 D UBE3< 0,6 V, womit T3 sehr hochohmig bleibt und keinen Einfluss hat. Bei

Überströmen mit Rs � I2 > 0,6 V steuert T3 auf und verringert damit die Basisspannungvon T2. Dieser wird damit hochohmiger und begrenzt I2 auf zulässige Werte.

Beleuchtungssteuerung. Abbildung 2.68 zeigt das Prinzip einer Relaissteuerung für eineBeleuchtung über den Lichteinfall auf eine Fotodiode. Zum Einsatz kommt ein PNP-Transistor, womit der Emitteranschluss am Pluspol der Gleichstromversorgung liegt. Beigeringem Lichteinfall fließt entsprechend der Diodenkennlinie nach Abb. 2.24 nur einkleiner Sperrstrom IR durch die Fotodiode, so dass das Basispotenzial nur um den gerin-gen Spannungsabfall RB � IR unterhalb des Pluspotenzials liegt. Dies reicht nicht aus, denTransistor aufzusteuern und das Relais zieht nicht an. Bei Lichteinfall wird der SperrstromIR wesentlich größer, damit sinkt das Basispotenzial so stark, dass der Transistor leitendwird und mit IC der Anzugsstrom des Relais erreicht ist.

204 2 Elektronik

Abb. 2.68 LichtelektrischeSteuerung

Beispiel 2.16

Für die Schaltung in Abb. 2.67 ohne Rs und T3 gelten die Transistordaten IC1D 2 mA,

UBE1D UBE2

D 0;6 V. Die Spannungen sind Ul D 12 V, Uz D 2 V, U2 D 2;5 V bis11 V. Die Basisströme IB1

und IB2können vernachlässigt werden.

a) Es ist der erforderliche Kollektorwiderstand RC1zu bestimmen.

Der Transistor T1 führt dann den zulässigen Wert IC1, wenn er aufgesteuert ist und

damit die Ausgangsspannung U2 an der unteren Grenze liegt. Dann gilt

UB2D U2 C UBE2

D 2;5 V C 0;6 V D 3;1 V:

Spannungen an RC1

URC1D U1 � UB2

D 12 V � 3;1 V D 8;9 V

Kollektorwiderstand

RC1D URC1

IC1

D 8;9 V

2 mAD 4;45 k�

b) Wie groß ist bei RZ D 900 � der Strom in der Z-Diode an der oberen Spannungs-grenze?

IRZ D U2 � UZ

RZD 11 V � 2 V

900 �D 10 mA

UB2D U2 C UBE2

D 11 V C 0;6 V D 11;6 V

URC1D U1 � UB2

D 12 V � 11;6 V D 0;4 V

IC1D URC1

RC1

D 0;4 V

4;45 k�� 0;1 mA

IZ D IRZ C IC1� 10;1 mA

2.2.3 Generator- und Kippschaltungen

2.2.3.1 Schalterbetrieb des TransistorsWährend im Verstärkerbetrieb eines Transistors ein linearer Zusammenhang zwischenEin- und Ausgangsspannung erwünscht ist, werden für den Einsatz als elektronischer


Abb. 2.69 Schalterbetrieb ei-nes Transistors. a Schaltung,b Betriebszustände im Kennli-nienfeld

Schalter nur zwei Grenzzustände am Rande des Kennlinienfeldes benötigt. Das Prinzipdieser Ansteuerung ist in Abb. 2.69 dargestellt.

Elektronischer Schalter. Erhält der Transistor mit Schalterstellung 1 keinen BasisstromIB, so liegt der Betriebspunkt nach dem Kennlinienfeld bei A (AUS). Es fließt nur einkleiner Sperrstrom ICO (Bereich nA) und die Kollektor-Emitterstrecke ist sehr hochohmig.Die Betriebsspannung liegt mit Ua � UB fast ganz am Transistor, der wie ein geöffneterSchalter wirkt.

Wird dem Transistor durch die Schalterstellung 2 ein genügend großer Basisstrom IBü

zugeführt, so erreicht man den Betriebspunkt E (EIN). Die Kollektor-Emitterstrecke istso niederohmig wie möglich geworden und nimmt nur noch eine SättigungsspannungUCES � 0,3 V auf. Die Betriebsspannung UB liegt fast ganz am Lastwiderstand RC, derTransistor wirkt mit Ua � 0 V wie ein geschlossener Schalter.

Da sowohl das Anreichern der Sperrschichten beim Einschalten wie das Ausräumender freien Ladungsträger eine kurze Zeit erfordern, folgen Transistoren dem Steuerbefehlnicht völlig unverzögert. Man kann je nach Transistortyp und dem Wert des um den Über-steuerungsgrad ü D 5 bis 10 vergrößerten Basisstroms IBü mit Einschaltzeiten von 10 nsbis 100 ns und Ausschaltzeiten von 50 ns bis 1000 ns rechnen.

Beispiel 2.17

Für den Transistor nach Abb. 2.69 gelten die Daten: UB D 12 V, RC D 200 �,ICO D 400 nA, UCES D 0;4 V. Es ist der Transistorwiderstand RCE in den beidenSchaltzuständen zu bestimmen.

AUS: Rges D UB

ICOD 12 V

0;4 �AD 30 M� � 200 �

RCE D Rges � RC � 30 M�

EIN: UR D UB � UCES D 12 V � 0;4 V D 11;6 V

IC D UR

RCD 11;6 V

200 �D 58 mA

RCE D UCES

ICD 0;4 V

58 mAD 6;9 �

206 2 Elektronik

Abb. 2.70 Freilaufdiode füreine induktive Last

Aufgabe 2.15

Das Relais in Abb. 2.68 hat die Betriebsdaten I D 0;1 A, R D 240 � und derTransistor im eingeschalteten Zustand die Spannungen UEB D 0;7 V, UEC D 1 V.Die Schaltung wird mit U D 35 V versorgt.

Mit IR D 0;01 A sind die Widerstände RE und RB zu bestimmen.

Ergebnis: RE D 100 �, RB D 1070 �

Induktive Last. Beim Ein- und Ausschalten eines Transistors treten jeweils Schaltverlus-te auf, die dem Produkt UB�Ic proportional sind. Diese Schaltverluste sind bei netzfrequen-ten Anwendungen gegenüber den Durchlassverlusten ohne Bedeutung, müssen jedoch beihöheren Frequenzen berücksichtigt werden.

Besondere Schwierigkeiten macht das Abschalten eines induktiven Verbrauchers(Abb. 2.70), da erst die magnetische Energie der stromdurchflossenen Spule abgebautwerden muss. Ohne Zusatzmaßnahmen würde durch die Spannungsinduktion in der Spu-le beim raschen Abklingen des Laststromes eine gefährliche, unzulässige Überspannungam Transistor entstehen. Zum Schutz vor derartigen Schaltspannungen wird dem in-duktiven Verbraucher daher eine Freilaufdiode D1 gegenparallelgeschaltet, über die derSpulenstrom langsam abklingen kann.

2.2.3.2 KippschaltungenMit elektronischen Schaltern und meist in Verbindung mit RC-Gliedern lassen sich eineReihe klassischer Kippschaltungen aufbauen. Nach der Zahl der stabilen Betriebszuständeunterscheidet man zwischen astabilen, monostabilen und bistabilen Schaltungen. Auch derSchmitt-Trigger oder Schwellwertschalter gehört in diesen Kreis.

Monostabile Kippschaltungen. Das Prinzip dieser Schaltung ist in Abb. 2.71 angege-ben. Ohne ein Eingangssignal u1 ist der Transistor T1 gesperrt und Transistor T2 leitend.Dieser Betrieb mit u2 D 0 ist der einzige stabile Zustand. Wird T1 durch einen kurzen


Abb. 2.71 Monostabile Kippschaltung. a Prinzipschaltung, b Spannungsdiagramme

Spannungsimpuls u1 eingeschaltet, so öffnet T2 und man erhält über die Zeit

t1 D ln 2 � .R1C1/ (2.29)

am Ausgang das Signal u2 D UB. Danach fällt die Kippschaltung wieder in ihre Ruhelagezurück. Die Verweilzeiten mit dem nichtstabilen Zwischenzustand können etwa 1 �s bis103 s betragen.

Im stationären Zustand mit der Betriebsspannung UB aber ohne Eingangsimpuls u1

ist infolge der Wirkung des Kondensators C1 stets T1 gesperrt und T2 leitend. Damit giltuCE1

� UB, uCE2D u2 � 0 und uBE2

D 0;7 V (Abb. 2.71b).Durch einen kurzen Eingangsimpuls u1 wird T1 leitend, wodurch das Kondensatorpo-

tenzial auf der Kollektorseite von T1 (linke Seite) plötzlich auf uCE1� 0 herabgezogen

wird. Da sich die Kondensatorladung nicht schlagartig ändern kann, muss das Potenzialder anderen Seite (rechts) folgen und ergibt uBE2

� �UB. T2 sperrt bei dieser negativenBasisspannung sofort und man erhält das Ausgangssignal u2 � UB. Der Kondensatorwird nun über R1 und T1 mit der Zeitkonstanten 1 D R1 � C1 aufgeladen. Sobald nundie rechte Seite von C1 das Potenzial uBE2

� 0,7 V erreicht, wird T2 wieder leitend. Da-mit verschwindet mit u2 D 0 das Ausgangssignal wieder und T1 verliert erneut seineBasisspannung und sperrt. Der stabile Betriebszustand ist erreicht. Bevor ein neuer Ein-schaltimpuls u1 folgen darf, muss C1 über RC1

und die Basis von T2 auf uCE1� UB

gebracht werden.

Anwendungen. Monostabile Kippstufen werden als Verzögerungsschalter und zur Im-pulsformung eingesetzt.

Astabile Kippschaltung (Multivibrator). Diese Schaltung (Abb. 2.72) hat keinen stabi-len Zustand, sondern erzeugt selbstschwingend eine Rechteckspannung mit einstellbarerFrequenz. Für die Impulsbreiten gilt

t1 D ln 2 � .R1C1/ t2 D ln 2.R2C2/ (2.30)

208 2 Elektronik

Abb. 2.72 Astabile Kippschaltung. a Prinzipschaltung, b Spannungsdiagramm

man kann also Ein- und Ausschaltdauer der Transistoren über die jeweiligen RC-Gliederverändern.

Nach dem Einschalten von UB beginnt die symmetrische Schaltung je nach der Streu-ung der Transistorwerte z. B. mit den Schaltzuständen T1 leitend, T2 gesperrt. C2 nimmtdamit die Potenziale uCE2

� UB, uBE1� 0,7 V an, während C1 über R1 und T1 aufge-

laden wird. Erreicht C1 den Wert uBE2� 0,7 V, so schaltet T2 ein, die Potenziale von C2

werden auf uCE1� 0, uBE1

� �UB heruntergezogen und T1 sperrt infolge der negativenBasisspannung. Jetzt wird C2 über R2 und T2 aufgeladen, womit T1 bei uBE1

� 0,7 Vwieder einschaltet usw. Der ständige Wechsel in den Betriebszuständen erfolgt also durchdie Umladungen der Kondensatoren C1 und C2 mit den Zeitkonstanten 1 D R1 � C1 und2 D R2 � C2.

Anwendungen. Astabile Kippschaltungen werden als Rechteckgeneratoren und Taktge-ber verwendet. Man kann damit z. B. auch eine Blinkschaltung aufbauen.

Bistabile Kippschaltung. Diese Schaltungen (Abb. 2.73) sind die Grundlage der in derDigitaltechnik verwendeten Kippglieder oder Flipflops und können durch einen Steuerim-puls von einer stabilen Betriebslage in die andere umgeschaltet werden. In der Bauformdes RS-Kippgliedes bezeichnet man die Eingänge E1 und E2 mit S (set – setzen) und R(reset – rücksetzen). Ein Spannungsimpuls auf E1 macht T2 leitend, womit T1 sperrt undmit uA1

D UB an A1 ein Ausgangssignal erscheint. Das Signal ist gesetzt und bleibt auchnach dem Eingangsimpuls gespeichert. Erst durch einen Spannungsimpuls auf E2 wirdT1 leitend, womit das Signal an A1 zu null wird. Dafür ist nun T2 gesperrt und somituA2

D UB. Die Ausgangssignale verhalten sich also immer gegenläufig oder komplemen-tär.

Bezeichnet man nach uA D 0 V bD 0 und uA D UB bD 1 die beiden möglichenBetriebszustände durch die Binärangaben, so entsteht ein Verhalten der Schaltung nachAbb. 2.73c.


Abb. 2.73 Bistabile Kippschaltung. a Prinzipschaltung, b Schaltzeichen, c Wertetabelle

Anwendungen. Kippglieder sind sehr wichtige Schaltungen der digitalen Elektronik, vorallem der Rechentechnik. Eine weitere Anwendung ist der Einsatz als Frequenzteiler (s.Abschn. 3.3.1).

2.2.3.3 SinusgeneratorenElektronische Generatoren sind Schaltungen, die ohne externes Steuersignal eine Wech-selspannung erzeugen. Je nach ihrer Kurvenform unterscheidet man z. B. Sinus-, Recht-eck- oder Sägezahngeneratoren. Entsprechend umschaltbare Geräte, bei denen die Fre-quenz der Spannungen zusätzlich meist in einem weiten Bereich gewählt werden kann, be-zeichnet man als Funktionsgeneratoren. Beim Sinusgenerator ist die gewünschte Frequenzder Wechselspannung durch die Eigenfrequenz eines schwingungsfähigen Bauelements,z. B. eines Parallel-Schwingkreises bestimmt. Um ungedämpfte Schwingungen, also einenWechselstrom gleichbleibender Amplitude zu erhalten, muss dem schwingungsfähigenBauelement periodisch und in richtiger Phasenlage so viel Energie zugeführt werden, dassdie u. a. durch den Widerstand der Spule des Schwingkreises sowie durch Energieabgabenach außen verloren gegangene Energie gerade ersetzt wird. Dieser Ersatz geschieht durchgesteuerte Energiezufuhr über ein Verstärkerbauelement, eine Röhre oder einen Transis-tor nach dem von Meissner (1913) angegebenen, Rückkopplung genannten Prinzip derSelbststeuerung. Die zugeführte Energie stammt meist aus einer Gleichspannungsquelle,z. B. einem Netzgerät.

Abbildung 2.74 zeigt die mit einem NPN-Transistor bestückte Grundschaltung, in dereine induktive Rückkopplung über die Transformatorspulen LB und L genutzt wird. DieFrequenz der erzeugten Sinusspannung U wird durch die Resonanzbedingung des LC-Schwingkreises (dick gezeichnet) bestimmt. Mit dem Spannungsteiler R1 � R2 lässt sichder Arbeitspunkt des Transistors etwa in Kennlinienmitte einstellen. Über den Eingangs-kreis mit LB und RB wird der Transistor im Takt der Resonanzfrequenz f0 angesteuertund damit sein Kollektorpotenzial sinusförmig geändert.

f0 D 1

2� � pLC

210 2 Elektronik

Abb. 2.74 Grundschaltungeines Sinusgenerators

Abb. 2.75 Sinusgeneratormit Schwingquarz Q (Quarz-Colpitts-Oszillator)

Quarzoszillator. Bei hohen Anforderungen an die Frequenzkonstanz eines Sinusgenera-tors führt man die Rückkopplung mit einem Schwingquarz aus (Abb. 2.75). Seine Re-sonanzfrequenz wird durch die mechanischen Daten des Quarzkristalls bestimmt undbesitzt eine Stabilität von �f=f D 10�6 bis 10�10. In der gezeigten Schaltung wirddurch die kapazitive Spannungsteilung durch Ca und Cb nur ein Teil der Wechselspan-nung rückgekoppelt. Der Kondensator Cs erlaubt eine Feineinstellung der gewünschtenResonanzfrequenz.

Schwingquarze bestehen aus einem Quarzeinkristall, dessen beide Schnittflächenmetallisiert sind und die Anschlusselektroden tragen. Der Kristall zeigt den piezo-elektrischen Effekt, d. h. unter dem Einfluss einer mechanischen Deformation durchDruck- oder Zugkräfte entstehen auf den Oberflächen entgegengesetzte elektrische La-dungen und damit eine Spannung zwischen den Elektroden. In Umkehrung des Effektsergeben sich beim Anlegen einer Spannung infolge des elektrischen Feldes im Kristall jenach Polarität Dehnungen oder Stauchungen des Kristalls. Durch eine Wechselspannungwird er somit periodisch verformt und kann zu Schwingungen mit seiner Eigenfrequenzf0 angeregt werden. Er verhält sich hier wie ein Schwingkreis hoher Güte, wobei je nachAbmessungen f0 D 1 kHz bis 20 MHz möglich ist.

Anwendungen. Sinusgeneratoren werden vielfach für messtechnische Zwecke verwen-det, sie sind ferner Bestandteil jedes Rundfunk- und Fernsehgerätes. In der Nachrichten-technik werden Quarzoszillatoren als Steuerstufe für Sender eingesetzt.


Da frequenzstabile Sinusgeneratoren nur Ausgangsleistungen der Größenordnung Mil-liwatt liefern, werden mehrere selektive Leistungsverstärkerstufen nachgeschaltet, um aufdie der Antenne zuzuführende Leistung (bis 1000 kW) zu kommen. Die Stufen mit Leis-tungen > 200 W sind mit Röhren – bei Leistungen > 10 kW mit Wasserkühlung – be-stückt.

2.2.4 Integrierte Schaltungen

2.2.4.1 Aufbau elektronischer SchaltungenBei der räumlichen Gestaltung einer elektronischen Schaltung für den industriellen Ein-satz wird man schon aus wirtschaftlichen Gründen stets ein möglichst geringes Bauvolu-men anstreben. Dies hat auch technische Vorteile, da durch die kürzeren Verbindungen äu-ßere Störeinflüsse und die Eigenkapazitäten und -induktivitäten der Leitungen verringertwerden. Erst dadurch sind schnelle Schaltzeiten und so ein Betrieb bei hohen Frequen-zen möglich. Ziel der Fertigung von Halbleiterschaltungen ist damit schon immer einemöglichst enge Zusammenfassung (Integration) der Bauelemente.

Leiterplattentechnik. Elektronische Baugruppen werden praktisch immer auf einer so-genannten Leiterplatte montiert (Flachbaugruppe). Grundlage ist eine durch Glasfasernverstärkte 0,3 mm bis 3 mm dicke Kunststoffplatte, die ein- oder beidseitig mit ca. 30 �mstarker Kupferfolie kaschiert ist. Deren Oberfläche ist meist bereits herstellerseitig miteinem fotoempfindlichen Lack überzogen.

Im Schaltungsentwurf (Layout) werden alle Bauelemente im Hinblick auf eine opti-male Lage angeordnet und die Verbindungen festgelegt. Diese Aufgabe löst man heutevielfach an einem PC-Arbeitsplatz. Die Zeichnung mit den Verbindungsleitungen wirdnun fototechnisch auf die Lackseite übertragen und diese belichtet und entwickelt. Dabeiwerden die nicht erforderlichen Kupferflächen freigelegt und können in einem Ätzver-fahren abgetragen werden. Es folgt ein Reinigen und Überziehen der jetzt nur noch dieSchaltverbindungen tragenden Platte mit einem lötbaren Schutzlack. Nach dem Lochender Platte kann diese bestückt werden, wobei die Anschlussdrähte der Bauelemente voneiner Seite aus in die zugeordneten Löcher gesteckt und z. B. nach dem Schwall-Verfahrenverlötet werden.

SMD-Technik. Bei der konventionellen Bestückung einer Leiterplatte werden die Bau-elemente mit ihren Anschlussdrähten in die vorbereiteten Löcher gesteckt und auf derRückseite mit den Leiterbahnen verlötet (Abb. 2.76a). Die Leiterplatte kann nur einseitigmit Bauelementen belegt werden.

Dieses Verfahren wird zunehmend durch eine reine Oberflächenmontage abgelöst. DieBauelemente müssen dazu als sogenannte SMD (Surface Mounted Devices) mit flachenAnschlussbeinen, die unmittelbar auf die Leiterbahnen zu löten sind, gefertigt werden(Abb. 2.76b). Diese neue Bestückungstechnik hat eine ganze Reihe von Vorteilen wie

212 2 Elektronik

Abb. 2.76 Bestückungstechniken. a konventionell mit Bohrungen, b SMD-Technik

z. B. Löcherbohrungen entfallen, kein Biegen und Kürzen von Anschlussdrähten, höherePackungsdichte durch geringere Bauteilabmessungen, Verringerung der Verbindungsin-duktivitäten und Kapazitäten.

Dünn- und Dickschichttechnik. Schichtschaltungen liegen in ihrer Technik zwischenden Leiterplatten mit diskreten Bauelementen und den hochintegrierten Halbleitern. Siesind in ihrer Entwicklung preiswerter als ein IC-Baustein. Gegenüber der Leiterplatten-technik haben sie als Vorteile eine höhere Packungsdichte, bessere HF-Eigenschaftendurch kürzere Verbindungswege, höhere thermische Belastbarkeit und eine bessere Stör-sicherheit. Im Vergleich zum monolithisch integrierten Halbleiter sind vor allem die Mög-lichkeit, auch Induktivitäten, optoelektronische Bauelemente oder Sensoren aufzunehmenund die höhere Spannungsfestigkeit, zu nennen.

In der Dickschichttechnik werden auf einer Keramikplatte (Substrat) die Leiterbah-nen und Widerstände in einem Siebdruckverfahren aufgebracht. Man verwendet dazuEdelmetallpasten und kann durch deren Zusammensetzung sehr unterschiedliche Flächen-widerstände etwa im Bereich 1 Q bis 1 M� herstellen. Mit einem Laserstrahl kann manauf genaue Werte abgleichen. Transistoren, Dioden oder andere Bauelemente werden mitGehäuse in die Schaltung eingelötet. Durch Mehrfachdruck der Leiterbahnen mit Isolier-schichten dazwischen können Mehrlagenstrukturen und Überkreuzungen, d. h. eine hohePackungsdichte erreicht werden.

In der Dünnfilmtechnologie werden die Substrate zunächst vollständig durch Auf-dampfen metallisiert und die gewünschten Strukturen danach durch Fotolithografie undÄtzvorgänge erzeugt. Die Dünnfilmtechnik erlaubt die Herstellung sehr feiner und genau-er Strukturen, so können Widerstände mit einer Genauigkeit von 0,1 % realisiert werden.

Monolithisch integrierte Schaltungen. Integrierte Schaltungen (IC-Schaltungen, Inte-grated Circuits) sind vollständige Funktionseinheiten, deren Bauteile und Verbindungenin einem mehrstufigen Fertigungsprozess in einem einkristallinen Si-Plättchen (chip) her-gestellt werden. Ausgehend von z. B. einer P-leitenden Trägerplatte (Substrat) werdenN-leitende Inseln entweder eindiffundiert oder durch Auftrag erzeugt. Hält man das Po-tenzial dieser Inseln positiv gegenüber dem Substrat, so werden die PN-Übergänge inSperrrichtung betrieben und die Inseln sind elektrisch gegeneinander isoliert. In weiterenArbeitsgängen entstehen dann je nach gewünschtem Bauelement weitere P- und N-Zonen.


Abb. 2.77 Integrierte Schaltung mit bipolarem Transistor, Widerstand und Kondensator. a Schal-tung, b Aufbau

Die abschließende Isolation übernimmt eine SiO2-Schicht, die Kontaktierung ein aufge-dampfter Aluminiumbelag.

In Abb. 2.77 ist als Beispiel der schematische Querschnitt durch die integrierte Schal-tung eines NPN-Transistors mit Eingangskondensator und Kollektorwiderstand gezeigt.Der ungepolte Kondensator entsteht mit der SiO2-Schicht als Dielektrikum zwischen derhochdotierten NC-Lage und der metallisierten Kontaktfläche. Der Widerstand ergibt sichaus dem Ohmwert der P-dotierten Zone zwischen den beiden Anschlüssen 4 und 5.

In integrierter Technik lassen sich durch eine passende PN-Struktur Widerstände, Kon-densatoren, Dioden und Transistoren realisieren. Induktivitäten müssen mit einer geeig-neten Ersatzschaltung umgangen werden. Nach dem Anwendungsbereich unterscheidetman zwischen IC-Bausteinen für analoge oder lineare Schaltungen (Verstärker, Regler)und für digitale Schaltungen (Zähler, Speicher, logische Verknüpfungen). Bei letzterenspricht man nach den verwendeten Bauelementen von einer

– DTL-Technik D Dioden-Transistor-Logik– TTL-Technik D Transistor-Transistor-Logik.

Die Integrationsdichte in IC-Bausteinen wird meist am Beispiel von Speicherschaltungennach der Anzahl der Transistoren pro cm2 Chip-Fläche bewertet. Die Integrationsdichtesteigt mit jeder Entwicklungsstufe weiter an. So sind z. B. im Cache-Chip des Pentium-Pro-Prozessors auf einer Fläche von ca. 3 cm2 etwa 30 Millionen Transistoren unterge-bracht.

214 2 Elektronik

IC-Herstellung. Der Fertigung eines monolithisch integrierten Bausteins geht eine auf-wändige Schaltungsentwicklung voraus (Zeitaufwand z. B. 20 Mannjahre), die nur nochüber den Bildschirm eines PC-Arbeitsplatzes (Computer-Design) erfolgen kann. Ziel istes, einen Aufbau zu realisieren, der eine möglichst geringe Fläche benötigt und damitgeringste Verluste und hohe Arbeitsgeschwindigkeit erreicht.

Abgesehen von den hohen Entwicklungskosten dauert es häufig einige Jahre bis zurMarkteinführung eines IC, was nur für Großserieneinsatz wirtschaftlich ist. Um auch fürkundenspezifische Aufgaben mit kleinerer Stückzahl und mit wesentlich geringerem Zeit-aufwand den Einsatz von ICs zu ermöglichen, wurde die „Semicustomtechnik“ entwickelt.Es handelt sich hier um vorgefertigte Halbleiter, die z. B. beim Gate Array bereits alleGrundfunktionen enthalten und wo nur noch die Art der Verbindungen offen ist. Mit Hilfespezieller CAD-Software kann nun aus den vorhandenen Bauelementen die kundenspe-zifische Schaltung erstellt und der Verbindungsplan festgelegt werden. Der IC-Bausteinwird jetzt nach diesen Angaben speziell gefertigt.

2.2.4.2 OperationsverstärkerOperationsverstärker sind hochwertige Gleichspannungsverstärker, die ursprünglich fürdie Analogrechnertechnik entwickelt wurden und dort die Durchführung mathematischerOperationen (Addition, Integration) übernehmen können. Sie werden heute als monoli-thisch integrierte Schaltungen (IC-Baustein) in großer Stückzahl gefertigt und sind daherpreiswert.

Der Operationsverstärker ist ein selbstständiges Bauteil mit definierten Eigenschaften,der ein sehr breites Anwendungsfeld in der industriellen Elektronik und Regelungstechnikbesitzt. Sein Verhalten wird durch die gewählte Beschaltung mit Widerständen, Konden-satoren und Dioden bestimmt.

Aufbau und Eigenschaften. Operationsverstärker sind als Differenzverstärker aufge-baut, wobei der IC-Baustein einen umfangreichen Schaltplan mit einer Vielzahl an Tran-sistoren erhält. Das Bauelement gibt es in der Regel in einem runden Metallgehäuse oderals Kunststoffblock nach Abb. 2.78a. Will man einen sehr hohen Eingangswiderstand er-reichen, so führt man die Eingangsstufe mit Feldeffekttransistoren aus.

Für die Darstellung in einem Schaltplan gibt es nach DIN 60617-13 je nach gewünsch-ter Funktion eine Reihe von Schaltzeichen, die alle auf Abb. 2.78b aufbauen und nur dieSignalleitungen enthalten. In den folgenden Beispielen für die R- und C -Beschaltung unddie Darstellung der damit erreichten Wirkung wird dieses Schaltzeichen verwendet, wäh-rend Abb. 2.78c die frühere Dreieckform zeigt.

Das Verstärkerverhalten eines Operationsverstärkers wird durch die Gleichung

UA D V � .UE2� UE1

/ D V � UD (2.31)

bestimmt.


Abb. 2.78 Operationsverstärker. a Bauform, b Schaltzeichen nach EN 60617-13, c ältere Darstel-lung

Gleiche Spannungen an beiden Eingängen E1 und E2 ergeben also mit UD D UE2�

UE1D 0 kein Ausgangssignal, womit die Gleichtaktverstärkung des idealen Operations-

verstärkers (OP) null ist.Wird nur an den Eingang E1 eine positive Spannung UE1

angelegt, so erhält man nachGl. 2.31

UA D �V � UE1(2.32)

die Ausgangsspannung UA wird also negativ. Man bezeichnet daher den Eingang E1 alsinvertierenden Eingang.

Eine Spannung UE2an E2 ergibt dagegen

UA D V � UE2(2.33)

d. h. keine Änderung der Polarität. E2 ist damit der nichtinvertierende Eingang des OP.

Daten. Aus den vielen Betriebswerten eines Operationsverstärkers sind nachstehendeAngaben besonders wichtig:Betriebsspannung UB D ˙15 V (typisch)Maximaler Ausgangsstrom IA D ˙20 mA (typisch)Leerlauf-Verstärkung V D 105 bis 106

Eingangswiderstand RE D 106 � bis 1012 �

Ausgangswiderstand RA D 10 � bis 103�

Die Verstärkung hat praktisch nur bei Gleichspannung den angegebenen hohen Wert undnimmt etwa um den Faktor 10 pro zehnfacher Frequenz (20 dB/Dekade) ab.

Die Verstärkerkennlinie (Abb. 2.79) des reinen OP ist sehr steil. Bei V D 105 ist fürUD D 0;1 mV etwa bereits das Ende des linearen Bereichs mit UA min UA UA max

erreicht. Mit höheren Differenzspannungen UD am Eingang wird der OP übersteuert, d. h.die Ausgangsspannung hat ihren Grenzwert, der ca. 3 V unter UB liegt, angenommen.

216 2 Elektronik

Abb. 2.79 Kennlinie einesunbeschalteten Operationsver-stärkers

Abb. 2.80 Operationsverstär-ker als Umkehrverstärker

2.2.4.3 Beschaltung von OperationsverstärkernFür den Einsatz eines OP gibt es eine Reihe klassischer Grundschaltungen, die jeweils einbestimmtes Verhalten ergeben, das durch die Beschaltung bestimmt ist. Aus der Vielzahlder Möglichkeiten sollen nachstehend einige Beispiele angegeben werden.

Umkehrverstärker. Im Aufbau nach Abb. 2.80 ist der Pluseingang E2 auf Massepoten-zial gelegt und der OP mit den Widerständen R1 und R2 beschaltet. Dies bewirkt, dass einam invertierenden Eingang E1 angeschlossenes Signal U1 unter Umkehr des Vorzeichensnach

UA D �R2

R1

� U1 (2.34a)

verstärkt wird. Die Verstärkung selbst ist durch die Wahl des Widerstandsverhältnisses inweiten Grenzen einstellbar.

Wegen des hohen Eingangswiderstandes RE ist der Eingangsstrom IE vernachlässig-bar klein (IE1

! 0). Außerdem gilt für die Eingangsspannung UE1nach Gl. 2.32 die

Beziehung

UE1D �UA

V

was wegen V ! 1 ebenfalls einen sehr kleinen Wert bedeutet. Damit wird

I1 D IR

U1 � UE1

R1

D UE1� UA

R2

; UE1! 0

U1

R1

D �UA

R2


Abb. 2.81 Operationsverstär-ker als Addierer

Addierer. In Abb. 2.81 erhält der Operationsverstärker mit U11, U12, U13 mehrere Ein-gangssignale, die er alle nach Gl. 2.34a verarbeitet. Man erhält dann die Summenglei-chung

UA D ��

U11R2

R11C U12

R2

R12C U13

R2

R13

�(2.34b)

Das Minuszeichen kann leicht durch einen nachfolgenden Umkehrverstärker mit R1 DR2 beseitigt werden.

Die obige Schaltung summiert die Eingangssignale mit einer durch die Widerstands-verhältnisse einstellbaren Bewertung. Addierer sind ein wichtiger Baustein der analogenRegelungstechnik, wo sie Messwerte gewichten und zusammenführen.

Aufgabe 2.16

Es soll die Gleichung y D 4x1 C 8x2 C 2x3 durch einen Addierer mit R2 D 10 k�

realisiert werden. Es sind die drei Eingangswiderstände zu bestimmen.

Ergebnis: R11 D 2;5 k�, R12 D 1;25 k�, R13 D 5 k�

Integrierer. In der Beschaltung nach Abb. 2.82 wirkt der Operationsverstärker als inte-grierender Verstärker, der die an E1 anliegende Spannungszeitfläche U1 � �t bildet. Manerhält die Beziehung

UA D � 1

R1C

ZU1 dt (2.35)

wonach die Kurve UA D f .t/ das Integral der Eingangskurve ist (Abb. 2.85, Bei-spiel 2.18).

Für den Kondensator C gilt die allgemeine Beziehung Q D C � U und hier

q D IC � �t D C � �UC

218 2 Elektronik

Abb. 2.82 Operationsverstär-ker als Integrierer

Abb. 2.83 Operationsverstär-ker als Elektrometerverstärker

ferner wird

I1 D U1 � UE1

R1

; UC D UE1� UA

Mit den gleichen Vereinfachungen (IE ! 0, UE1! 0) wie zuvor, gilt

I1 D IC D C � �UC

�tU1

R1

D C � �UC

�tD �C � �UA

�t

UA D � 1

R1 C�Z

U1 dt

Elektrometer-Verstärker. In der Beschaltung nach Abb. 2.83 erhält man einen nichtinvertierenden Verstärker mit den Daten

UA D UE

�1 C R2

R1

�(2.36)

Durch den sehr hohen Eingangswiderstand RE eignet sich die Schaltung mit einem nach-geschalteten Messgerät zur leistungslosen Spannungsbestimmung.

Nach Abb. 2.83 gelten die Spannungsgleichungen:

UE D UD � I1 � R1 und I1R1 C I2R2 D �UA


Abb. 2.84 Operationsverstärker als Komparator. a Schaltung, b Schaltverhalten

Mit den üblichen Vereinfachungen I1 D I2, UD ! 0 wird daraus

UE D �I1 � R1 und I1.R1 C R2/ D �UA

UE D R1

UA

R1 C R2

UA D UE � R1 C R2

R1

Komparator mit Hysterese. In der Mess-, Regel- und Steuerungstechnik werden häu-fig Schaltungen zum Vergleich einer Eingangsspannung U1 mit einem Referenzwert URef

(Soll-Istwertvergleich) benötigt. Diese Komparatoren (Abb. 2.84) können auch eine Hys-terese enthalten, bei der die Umschaltung auf UA > 0 bei U1p, das Rücksetzen auf UA < 0

dagegen bei U1n < U1p erfolgt. Die Kennwerte nach Abb. 2.84b lassen sich über dieBeschaltungswiderstände variieren.

U1p; n D�

1 C R1

R2

�� URef ˙ R1

R2

UA (2.37)

�U D 2R1

R2

� UA (2.38)

Ohne Widerstände ist �U D 0, und die Schaltschwelle liegt bei Ul D URef.

Beispiel 2.18

Aus einer 1 kHz-Rechteckspannung mit Ou1 D 4 V soll durch einen Integrierverstär-ker eine Dreieckspannung uA gebildet werden. Welche Beschaltung R1 und C ist zuwählen, damit OuA D 2;5 V wird? Nach Gl. 2.35 und Abb. 2.85 gilt

OuA D � 1

R1C

T=4Z

0

u1 dt

Mit T D 1

fD 1

1 kHzD 1 ms und u1 D 4 V konstant ist

T=4R

0

u1 dt D 4 V � 0;25 ms D1 mV s.

220 2 Elektronik

Abb. 2.85 Spannungen zuBeispiel 2.18

Für OuA D �2;5 V wird erforderlich R1C D�

T=4R

0

u1 dt

uAD �1 mVs

�2;5 VD 0;4 ms ge-

wählt R1 D 1 k�, C D 0;4 �F.

2.2.4.4 Einsatz einer integrierten SchaltungIntegrierte Schaltkreise werden für Aufgaben angeboten, die in der industriellen Elektro-nik immer wiederkehren und wofür sich dadurch der Entwicklungsaufwand lohnt. Dergenaue innere Aufbau und der Schaltplan sind dem Anwender vielfach nicht bekannt undim Allgemeinen ist die Kenntnis für den funktionsgerechten Einsatz auch nicht erforder-lich. So wird vom Hersteller meist nur ein Blockschaltbild angegeben, das die Funktionund die Verbindungen der wichtigsten inneren Baugruppen verdeutlicht. Der Anwendermuss hingegen vor allem wissen, wie die einzelnen Anschlüsse des Bausteins zu belegensind, wo also z. B. die Spannungsversorgung anzuschließen und welche äußere Beschal-tung erforderlich ist.

Der praktische Einsatz eines solchen IC-Bausteins soll am Beispiel der Phasenan-schnittsteuerung einer Wechselspannung mit einem netzgeführten Stromrichter gezeigtwerden. Diese Technik ist die Grundlage zur Drehzahlsteuerung von Gleichstrommotorenin der Leistungselektronik, wo bis zu Leistungen von etwa 5 kW die in Abb. 2.86 ge-zeigte halbgesteuerte Einphasenbrücke verwendet wird. Sie enthält im Leistungsteil (dickeingezeichnet) zwei Dioden D1 und D2 und zwei Thyristoren T1 und T2, welche überZündimpulse eingeschaltet werden müssen. Die Steuerschaltung mit dem IC-BausteinTCA 785 (Siemens AG) als zentrales Element hat die Aufgabe, diese Impulse im Ab-stand einer Halbperiode der Netzspannung synchronisiert mit deren Nulldurchgängen zuliefern.

Aus dem Datenblatt des Bausteins sind die Funktionen und Belegungen aller 16 An-schlüsse (Pins) zu entnehmen. Ihre Bedeutung soll zumindest für die wichtigsten Verbin-dungen in Abb. 2.86 erläutert werden:

Die Versorgungsspannung UB des Bausteins beträgt 8 V bis 18 V und ist zwischen Pin16 (Pluspol) und Pin 1 (Bezugsmasse) anzuschließen. In der Schaltung wird sie direktüber den Vorwiderstand Rv aus der 230 V-Netzspannung entnommen, durch die DiodeD3 gleichgerichtet, mit C3 geglättet und über die Z-Diode Dz auf 15 V stabilisiert.


Abb. 2.86 Stromrichter mit Ansteuerschaltung (Ersatzbeispiel für IG-Baustein TCA 785)

Das Synchronisiersignal Usyn wird über einen hochohmigen Widerstand R5 aus derNetzspannung bezogen und durch die beiden gegenparallelen Dioden auf ˙0;6 V zwi-schen Pin 5 und Masse begrenzt.

Die Steuerimpulse können durch Schließen des Schalters S, der Pin 6 an Masse legt,gesperrt werden. Mit dieser Impulssperre lässt sich damit die Spannung des Stromrichtersüber die Steuerschaltung auf null setzen.

Die Bildung eines variablen Steuerwinkels a und die Lage der beiden Zündimpulsesind in Abb. 2.87 gezeigt. Ein Dreiecksgenerator im IC erzeugt die Rampenspannung U10

(Pin 10), deren Anstieg mit der RC-Kombination RR und CR variiert werden kann.Jede Rampe beginnt mit dem Nulldurchgang der Synchronisierspannung und damit

mit der des Netzes. Die Steuerspannung U11 entsteht aus UB durch Wahl der Potenziome-tereinstellung RP und ist im Bereich 0 U11 U10max einstellbar.

Ein interner Steuerkomparator vergleicht U11 mit U10 und schaltet bei U10 D U11

abwechselnd zwei Transistorstufen ein, die an den Ausgängen Pin 14 bzw. Pin 15 einengegen Masse positiven Impuls zur Verfügung stellen. Die Breite der beiden Impulse istdurch den Wert des Kondensators C12 wählbar. Über die Stellung von Rp ist also die zeit-liche Lage der Zündimpulse für die beiden Thyristoren (Zündwinkel ˛) beliebig innerhalbder Halbschwingung der Netzspannung veränderbar.

222 2 Elektronik

Abb. 2.87 Spannungsdiagramme für IC-Baustein TCA 785

Ein Thyristor verlangt zur Zündung einen Impuls mit der Polarität der Durchlassspan-nung. In der positiven Halbschwingung der Netzspannung (Pluspol bei L), in der D1 undT1 den Laststrom führen, kann damit der Thyristor T1 unmittelbar durch den Impuls ausPin 15 gezündet werden. In der negativen Halbschwingung der Netzspannung, wo derLastkreis über D2 und T2 geschlossen wird, muss dagegen für den Thyristor T2 aus dempositiven Impuls aus Pin 14 erst ein negativer erzeugt werden. Dies und die erforderlichePotenzialtrennung werden mit Hilfe des Impulsübertragers IT und vertauschten Anschlüs-sen (Kennzeichen •) erreicht.

Literatur

1. Goerth, J.: Bauelemente und Grundschaltungen. B.G. Teubner, Stuttgart/Leipzig (1999)

2. Kästner, R., Möschwitzer, A.: Elektronische Schaltungen. Carl Hanser Verlag, München/Wien(1993)

3. Bystron, K., Borgmeyer, J.: Grundlagen der Technischen Elektronik. Carl Hanser Verlag, Mün-chen/Wien (1989)

4. Bernstein, H.: Analoge Schaltungstechnik mit diskreten und integrierten Bauelementen. HüthigVerlag, Heidelberg (1997)

5. Hetze, U., Schenk, Ch.: Halbleiter-Schaltungstechnik. 11. Aufl. Springer-Verlag, Berlin/Heidel-berg (1999)

6. Borucki, L.: Digitaltechnik, B.G. Teubner, Wiesbaden (1999)

http://www.springer.com/978-3-8348-1374-9

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