2m -Vorverstärker mit S/E-Umschaltung · 2m -Vorverstärker mit S/E-Umschaltung DL6MFI 2 von 18 15.06.2004 Sendeleistung 750W und Isolation des Schalters von 30dB ergeben eine Leistung

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2m -Vorverstärker mit S/E-Umschaltung

Bernhard Kaehs DL6MFI

E-mail: [email protected] Der sinnvolle Einsatz eines Vorverstärkers ist immer wieder ein beliebtes Diskussionsthema. Zuviel sollte man sich nicht davon versprechen, aber wenn er das eine oder andere QSO mehr ermöglicht, hat er sich ja auch schon gelohnt. Hört man jedoch plötzlich viel mehr Stationen als ohne, dann hat man vermutlich keinen Wunder-Verstärker, sondern ein Intermodulations-problem. Im Folgenden ist eine Schaltung beschrieben, die bereits mehrfach nachgebaut und in Contesten im Ortsverband München-Nord, C12 erfolgreich eingesetzt wurde. Einleitung Einzige Aufgabe eines Vorverstärkers ist es, bei sehr schwachen Empfangssignalen eine Verbesserung des Signal- Rauschverhältnisses S/N zu erzielen, ohne jedoch den Empfänger bei stärkeren Signalen in die Übersteuerung zu bringen und damit „neue“ Frequenzprodukte durch Intermodulation zu erzeugen. Ein Vorverstärker ist deshalb nur dann sinnvoll, wenn die Gesamtrauschzahl des Empfangssystems (ohne Antenne) deutlich über der des Vorverstärkers (und über der Antennenrauschzahl) liegt. Ursache hierfür kann die Kabeldämpfung einer langen Antennenleitung bzw. ein „tauber“ Empfängereingang sein. Erfolg bringt der Einsatz eines Vorverstärkers nur, wenn er an die Umgebungsbedingungen angepasst ist. Die Platzierung unmittelbar nach der Antenne mit geringster möglicher Kabellänge ist für die Wirksamkeit eine Grundvoraussetzung. Die Verstärkung sollte im Wesentlichen nur die Dämpfung bis zur ersten aktiven Stufe im Empfänger ausgleichen. Um die Empfängerdynamik nicht zu beeinträchtigen, sollte die Intermodulationsfestigkeit des Vorverstärkers an die des Empfängers angepasst sein. Wichtig für eine S/N-Verbesserung ist überwiegend die Rauschzahl des Vorverstärkers. Welche Werte hier nützlich und sinnvoll sind, hängt wiederum sehr stark von der Einsatzbedingung ab.

Bei EME - Betrieb wird mit einer Antenne mit extremer Richtwirkung gearbeitet, die auf den kalten Himmel gerichtet ist. Im 2m-Band ergeben sich dabei, bedingt durch das galaktische Rauschen, Antennenrauschzahlen von mindestens 2.7dB, siehe Bild 1 und Tabelle 1. Grosse Störträger in den Nachbarkanälen sind hier weniger zu erwarten, so dass hier für die Dimensionierung in erster Linie die Rauschzahl zum Tragen kommt. Allerdings sollte berücksichtigt werden, dass gerade im 2m-Band bei den heute üblichen Rauschzahlen der Transistoren überwiegend das Antennenrauschen der begrenzende Faktor sein dürfte. Es nimmt jedoch zu höheren Frequenzen hin stark ab.

Ganz anders verhält es sich im Contestbetrieb. Hier werden zwar auch Antennen mit teils hohen Gewinnen verwendet, jedoch sind diese zum Horizont gerichtet. Dabei erwartet einen bei 2m bereits ein Horizontrauschen von mindestens 3.2dB, dazu kommt noch Umgebungsrauschen (z.B. von Großstädten und Industriegebieten), so dass insgesamt etwa mit 6dB gerechnet werden kann. Die schwerwiegendere Problematik sind hier jedoch „benachbarte“ Contestteilnehmer, die im gleichen Frequenzband mit dicken Signalpegeln arbeiten bzw. auch benachbarte FM - Rundfunksender und andere Funkdienste. Deshalb sollte bei dieser Einsatzbedingung keinesfalls auf eine gute Vorselektion verzichtet werden, auch wenn sie einige zehntel - dB Rauschzahl kostet. Angesichts des hohen Antennenrauschens bringt in diesem Fall eine Optimierung auf Großsignalfestigkeit mehr, als eine Rauschzahl von 0.2dB mit einem „Low Noise Enhancement Mode Pseudomorphic HEMT“ aus dem Mikrowellenbereich mit einer Durchbruchspannung von 2 Volt.

Es erwarten einen jedoch noch ganz andere Probleme beim Einsatz eines Vorverstärkers, besonders dann, wenn mit hohen Sendeleistungen gearbeitet wird. Häufig wird für den Sende- und Empfangsweg die gleiche Zuleitung, fast immer jedoch die gleiche Antenne benutzt. Dies bedingt eine Sende- Empfangsumschaltung im Bereich des Vorverstärkers. Je nach Frequenz und Sendeleistung kann bereits die Isolation des HF-Umschalters zu einer nicht vernachlässigbaren Leistung an Ein- und Ausgang des Vorverstärkers und dies wiederum zu einer Zerstörung des Transistors führen. Beispiel:

2m -Vorverstärker mit S/E-Umschaltung DL6MFI

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Sendeleistung 750W und Isolation des Schalters von 30dB ergeben eine Leistung von 0.75W am Vorverstärker. Besonders GaAs-FETs reagieren empfindlich darauf. Weiterhin sollte die Verzögerungszeit bei Verwendung von mechanischen Relais berücksichtigt werden, eine Ablaufsteuerung („Sequencer“) ist hier für ein richtiges Zeitverhalten bei der Umschaltung unerlässlich, da sonst für wenige ms die gesamte Senderleistung am Ausgang des Vorverstärkers anliegen kann. Eine Zerstörung des Transistors ist dann selbst mit Schutzschaltung unvermeidlich.

Auch sollte daran gedacht werden, dass bereits der Empfänger am Eingang häufig eine Vorselektion hat. Diese bewirkt u.U. eine Totalreflexion außerhalb des Nutzbandes, die der Ausgang des Vorverstärkers über eine willkürliche Kabellänge zu sehen bekommt. Mit so einem Gebilde kann man ohne geeignete Gegenmaßnahmen fast jeden Verstärker zum Oszillieren bringen, und wenn es irgendwo im Mikrowellenbereich ist. Dies macht sich dann durch Quietschen im Empfänger oder einfach nur durch erhöhtes Rauschen bemerkbar. Man sollte bedenken, dass viele moderne rauscharme HF-Transistoren Transitfrequenzen jenseits der 10GHz haben.

Bild 1 aus [1] (2SC4093 ergänzt)

Tabelle 1 aus [2]


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Der im Folgenden vorgestellte Vorverstärker beruht zwar auf bekannten Grundschaltungen, er wurde jedoch unter Berücksichtigung der oben geschilderten Aspekte zu einer contesttauglichen Gesamtschaltung für typische Umgebungsbedingungen zusammengestellt und dimensioniert.

Im Vorfeld wurden einige Messungen an den üblichen, in der Amateurfunkliteratur veröffentlichten Verstärkern gemacht. Hier kommen häufig Dual-Gate FETs (BF981, BF998) oder GaAs-FETs (MGF1302) zum Einsatz. Bei den Dual-Gate FETs (BF998) hat sich schnell gezeigt, dass sich insbesondere die Werte der Intermodulationsfestigkeit kaum reproduzieren ließen. Eine Ursache hierfür mag sein, dass die Streuung des Drainsättigungsstroms IDSS laut Datenblatt 2…18mA betragen kann.

Meist haben diese Schaltungen zwar eine ganz gute Rauschzahl, jedoch eine viel zu hohe Verstärkung. Auch ist die Eingangsimpedanz durch die Rauschoptimierung oft alles andere als 50Ω, so dass sich selbst bei kurzen Antennenzuleitungen zusätzlich Verluste durch Fehlanpassung in der Koaxialleitung ergeben, die dann die guten Rauschwerte zusammen mit der meist nicht ganz optimalen Antennenanpassung eher zu theoretischen Werten verkommen lassen. Auch ist es oft schwierig, die Schaltungen „ruhig“ zu bekommen, wenn keine definierte Quelle oder Last (z.B. bei Sendebetrieb) angeschlossen ist.

Eine mögliche Abhilfe für diese Nachteile wäre es, zwei Verstärker zwischen zwei 90°-Brücken zusammenzuschalten. Hier ergibt sich immer eine optimale Eingangsanpassung, auch wenn die beiden Verstärker in Rauschanpassung arbeiten. Die zusätzliche Einfügedämpfung des ersten Kopplers erhöht die Rauschzahl lediglich um ca. 0.2dB, allerdings ist der Schaltungsaufwand für einen „einfachen“ Vorverstärker (insbesondere bei 2m) relativ groß.

In [3] und [4] ist eine andere Schaltungsvariante mit einem gegengekoppelten Verstärker beschrieben, die von David Norton und Allen Podell von der Fa. Anzac 1975 patentiert wurde. Die Verstärkung wird praktisch nur durch das Windungszahlverhältnis des Gegenkopplungsübertragers bestimmt und ist damit weitgehend unabhängig von Bauteilstreuungen. Der Lastwiderstand wird dabei auf den Eingang transformiert. Bei gutem Abschluss ergibt sich somit auch eine gute Eingangsanpassung, eine Rauschanpassung abweichend von 50 Ohm ist bei dieser Schaltung nicht erforderlich. Die Bandbreite wird überwiegend durch die Eigenschaften des Übertragers bestimmt.

Schaltungsbeschreibung Das Herz der Schaltung (Bild 18) bildet der oben vorgestellte Verstärker in Norton-Schaltung. Als Transistor hat sich hier der relativ rauscharme und preiswerte Bipolar - Transistor NE85639 (2SC4093) von NEC als günstig erwiesen. Er hat eine Transitfrequenz von 7GHz und liefert ausreichend Verstärkungsreserven für eine wirksame Gegenkopplung. Es sind sicherlich auch andere Transistoren verwendbar. Es sollte dann jedoch ausgiebig untersucht werden, ob er unmittelbar in dieser Schaltung einsetzbar ist, da bereits geringe Parasitärelemente das Verhalten erheblich beeinträchtigen oder gar zum Schwingen führen können. Je nach Stromverstärkung hat der Transistor den Markierungscode R26…R28. Man findet ihn teilweise in älteren TV-SAT LNCs als rauscharmen ZF-Verstärker. Bild 2 zeigt die Rauschzahl sowie einige Daten und die Anschlussbelegung. Der Kollektorstrom ist über den Spannungsteiler R2, R3 auf 7.5 mA eingestellt, dies ist das Optimum für die Rauschzahl. Es wurde mit dem Rauschmessplatz HP8970A und der Rauschquelle 346B ohne Vorselektion eine Rauschzahl von 0.95dB gemessen, bei der kompletten Schaltung mit Vorselektion mit einer anderen Rauschquelle und dem Messempfänger ESU2 ca.1.2dB. Bei einer Erhöhung des Ruhestromes auf 15mA verschlechtert sich die Rauschzahl um ca. 0.2dB, dafür steigt der Wert des IP3 am Eingang von +16.5dBm auf +20dBm (R3=2.74kΩ). Hier ist der Transistor jedoch mit seiner Verlustleistung am Ende, siehe Tab. 2 und 3.

Die 12V Z-Diode D5 ist lediglich als Schutz für Überspannung auf der Versorgungsleitung vorge-sehen. Am Eingang dienen zwei antiparallel geschaltete PIN - Dioden D1, D2 ebenfalls als Schutz, sie begrenzen zu hohe Eingangspegel. Es sollten hier keinesfalls normale Dioden oder Schottky - Dioden verwendet werden, die diese deutlich mehr Intermodulationsprodukte erzeugen. Bei einer Messung des Begrenzers alleine wurde mit den PIN-Dioden BAR63-04 ein IP3-Wert von ca. +30dBm gemessen. Am Ausgang des Verstärkers befindet sich ebenfalls eine PIN-Diode als Schutz. Bei


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angelegter Betriebsspannung ist sie unwirksam. Bei ausgeschalteter Betriebsspannung wirkt sie ebenfalls als Begrenzer. Dem Vorverstärker ist ein Diplexer (R4, C6, L3, C7, L2) nachgeschaltet. Sowohl der Parallel- als auch der Serienschwingkreis sind bei der Betriebsfrequenz in Resonanz. Damit gelangt das Nutzsignal ungehindert an den Ausgang. Abseits der Betriebsfrequenz wird der Absorberwiderstand R4 wirksam, der Verstärker „sieht“ damit im gesamten Frequenzbereich eine gute Anpassung, was deutlich zur Stabilität beiträgt.

Der Vorselektionsbandpass am Eingang des Verstärkers ist ein wesentliches Element zur Unterdrückung von Intermodulationsprodukten. Er verhindert zwar keine IM durch benachbarte Contestteilnehmer, hier zählt ausschließlich das Verhalten des Verstärkers selbst. Jedoch werden benachbarte Funkdienste, z.B. FM – Rundfunksender, stark unterdrückt. Das Filter ist so bemessen, dass sich im gesamten 2m-Bereich (144MHz - 146MHz) eine Durchgangsdämpfung von lediglich 0.3dB ergibt, was zu einer um diesen Wert akzeptabel erhöhten Rauschzahl des Verstärkers führt. Der Eingangsreflexionsfaktor ist im Nutzbereich >30dB, siehe Bild 12. Diese Werte lassen sich jedoch nur bei einem sauberen Aufbau und Abgleich erreichen. Das Filter ist zwar etwas breiter als der Nutzbereich dimensioniert, bei einem Abgleich auf genau 144 - 145MHz steigt jedoch die Durchgangsdämpfung bei der gegebenen Güte des Filters auf ca. 0.8dB an. Damit erhöht sich auch die Rauschzahl um weitere 0.5dB.

Die Sende- Empfangsumschaltung von DL8OBD [6] ist mit zwei Universal - Relais vom Typ RT114012 von Schrack mit induktionsarmen Hochstromkontakten aufgebaut. Ohne Maßnahme ergibt sich dabei eine Isolation von nur 30dB (Vergleich: ein teures Koaxialrelais CX520 hat hier ca. 70dB). Die Kopplungskapazität kann mit einer parallel geschalteten Spule kompensiert werden, die Isolation erhöht sich dann auf ca. 45dB. Da im Sendebetrieb sehr hohe Spannungen auftreten, werden zwei in Serie geschaltete Spulen verwendet. Bei Einsatz eines anderen Relais muss der Wert für die Kompensation neu ermittelt werden. Die Spulen der Bauform 1206 sollten eine hohe Güte haben und gewickelter Bauweise sein, z.B. Stettner 5503 oder Serie 1206CS von Coilcraft.

Die Spule L8 am Ausgang der Schaltung dient als niederohmiger Massepfad („Blitzschutz“), um statische Aufladungen an der Antenne abzuführen. Die Induktivität wird mit dem parallel geschalteten Kondensator C11 kompensiert. Dies sollte ein spannungsfester Typ sein, z.B. der Serie 100B von ATC.

Bild 2 aus [5]: Transistor NE85639 (2SC4093)


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Aufbau

Für die Leiterplatte ist das Substrat TLC32 von Taconic (www.taconic-add.com) mit einer Dicke von 1.57 mm und einem εr von 3.2 vorgesehen. Bei Verwendung eines anderen Substrates müssen dann entsprechend die Leiterbahnbreiten angepasst bzw. beim Abgleich entsprechend kompensiert werden. Bei FR4 sollte zusätzlich berücksichtigt werden, dass wegen der Verluste nur Leistungen bis ca. 150W sinnvoll sind. Die Rückseite ist durchgehend mit Kupfer kaschiert, Masseverbindungen werden über insgesamt 6 Durchkontaktierungen hergestellt.

Zunächst wird die (geätzte) Leiterplatte mit den Außenmaßen an das Weißblechgehäuse angepasst. Dann wird an den Markierungen die Leiterplatte ausgenommen, wo später das Vorselektionsfilter und die N-Buchsen eingelötet werden. Als genauere „Schablone“ kann auch das Filtergehäuse verwendet werden. Um die Bohrungen der Relaisanschlüsse und des Versorgungsspannungsanschlusses (in Bild 3 grün dargestellt) wird auf der Rückseite ausreichend Kupfer (z.B. mit einem großen Bohrer) entfernt, um Kurzschlüsse oder Überschläge zu vermeiden. Für die Durchkontaktierungen können z.B. kleine Kupfernieten oder kurze Drahtstücke verwendet werden. Die Positionen sind in Bild 3 dargestellt.

Bild 3: Positionen der Durchkontaktierungen (schwarz)

Nun kann die Leiterplatte bestückt werden. Für L3 werden 4 Wdg. CuAg - Draht (Ф = 0.5mm) auf einen 2mm-Dorn gewickelt. Die Länge beträgt ca. 4mm. Für L8 werden 9 Wdg. CuAg – Draht (Ф = 1.0mm) auf einen 6mm-Dorn gewickelt. Die Länge beträgt ca. 14mm.

Kritisch ist der Aufbau des Übertragers T1. Hierfür wird ein Doppellochkern (Material U17, Bauform A8, 3.6 x 2.5 x 2.1mm) verwendet. Vorher sollte man die Seite am Kern markieren, die später neben dem Transistor liegt. Zuerst wird die Eingangswicklung r mit einer Windung aus Ф0.2mm CuL-Draht aufgebracht. Es folgt die Wicklung m mit 4 Windungen aus Ф0.1mm CuL-Draht und zuletzt die Wicklung n mit 11 Windungen ebenfalls aus Ф0.1mm CuL-Draht, siehe Bild 4. Die Anschlüsse sind so kurz wie möglich an die Transistorfahnen bzw. auf die Leiterplatte zu löten.

Der Vorselektionsbandpass wird nach Bild 5 aufgebaut. Das Gehäuse besteht aus verzinntem Stahlblech und ist mit einer Trennwand mit passender Aussparung für die Verkopplung erhältlich (Teko). Die Bohrung für den Abgleich des 2pF-Trimmkondensators (Kopplung) ist so angebracht, dass ein späterer Abgleich von außen durch eine weitere Bohrung im Verstärkergehäuse jederzeit möglich ist. Das fertige Filter wird so in der Leiterplatte verlötet, dass die beiden Anschlussdrähte von Ein- und Ausgang mittig in den Bohrungen des Filtergehäuses und waagrecht auf der Leiterplatte zu liegen kommen, siehe Bild 6.


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Anschließend wird die gesamte Schaltung in das nach Bild 7 vorbereitete Weißblechgehäuse eingebaut und verlötet (Bild 8). Zuvor wird jedoch in je zwei diagonale Bohrungen der N-Buchsen je ein Gewinde M4 geschnitten. Dies dient zur späteren Montage im Mastgehäuse. Die N-Buchsen werden mit Schrauben M3 im Weißblechgehäuse montiert und die Leitplatte eingelötet. Die Versorgungsspannung wird über einen Durchführungskondensator (1nF) und die Drossel L9 (Bild 18) auf die Leiterplatte geführt. Der Durchführungskondensator wird zuvor in die Bohrung oberhalb des Versorgungsanschlusses in das Weissblechgehäuse gelötet.

Bild 9 zeigt das Bohrbild der Frontplatte des Mastgehäuses. Die Bohrungen sind so angeordnet, dass ein verkehrter Einbau (z.B. in bekannter Contest - Hektik nach einer Reparatur) verhindert wird und somit ein Vertauschen von Ein- und Ausgang nicht möglich ist. Für die DC-Versorgung ist eine vierpolige LEMO - Einbaubuchse mit Verriegelung vorgesehen. Der fertig montierte Vorverstärker ist in Bild 10 und 11 dargestellt, der Abgleich kann beginnen.

Bild 4: Gegenkopplungstransformator T1

Bild 5: Vorselektionsbandpass


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Bild 6: Einbau des Filters in die Leiterplatte

Bild 7: Bohrungen im Weißblechgehäuse (74 x 111 x 50 von Schubert):


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Bild 8: Einbau in das Weißblechgehäuse

Bild 9: Bohrungen in der Frontplatte des Mastgehäuses (Schubert):


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Bild 10: Innenansicht des fertig montierten Vorverstärkers

Bild 11: Vorverstärker mit Mastgehäuse


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Abgleich

• C5 auslöten und Diplexer mit 50 Ohm abschließen: 51.1Ohm-Widerstand von C7 / R4 gegen Masse löten

• Anpassung an Buchse „RX / TX“ messen und mit L2 und L3 auf Optimum abgleichen (S11

ca. –20dB)

• C5 wieder einlöten, Buchse „RX / TX“ mit 50 Ohm abschließen und Anpassung an der Buchse „Antenne“ messen. Mit C21, C24 und C22 so einstellen, dass im Bereich 143.5 bis 146.5MHz ca. 35dB Anpassung erreicht werden, siehe Abbildung

• Verstärkung messen: sie sollte 12.5dB ± 0.5dB betragen Messungen

+20 MHz

2 dB/

-16 dB

4 dB +20 MHz

10 dB/

-80 dB

20 dB

CH1CH2

2 dB/10 dB/

REF 0 dBREF 0 dB

CENTER 145 MHzCENTER 145 MHz

SPAN 50 MHzSPAN 50 MHz

5 MHz/5 MHz/

CH2 10 dB/ REF 0 dB

CENTER 145 MHz SPAN 50 MHz5 MHz/

MAGMAG

dB dB MAGdB

FIL300300FIL300300

S11 S21

1 2 3

3: -0.300 dB

147 MHz1: -0.319 dB

143 MHz2: -0.296 dB

145 MHz

1

2

1: -32.33 dB

⟨ 0 dB⟨ 0 dB

Date: 16.APR.03 08:23:46

Bild 12: Anpassung und Durchgangsdämpfung des Vorselektions- Bandpassfilters


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900 MHz

10 dB/

-80 dB

20 dBMAGdB CH1 10 dB/ REF 0 dB

START 20 kHz STOP 1 GHz100 MHz/

FIL300300FIL300300

S21

1

2

2: -50.53 dB 435 MHz1: -0.307 dB

145 MHz

⟨ 0 dB

Date: 16.APR.03 08:26:39

Bild 13: Durchgangsdämpfung des Vorselektions- Bandpassfilters (Weitbereich)

+20 MHz

10 dB/

-70 dB

30 dB +20 MHz

10 dB/

-70 dB

30 dB

CH1CH2

10 dB/10 dB/

REF 0 dBREF 0 dB

MAGMAG

dB dB MAGdB

S11 S21

CH2 10 dB/ REF 0 dB

CENTER 145 MHz SPAN 50 MHz5 MHz/

FIL1k 1k FIL1k 1k

CPL

CAL

S21

12

3

2: -30.31 dB

12 3

3: 11.88 dB 147 MHz1: 11.88 dB

145 MHz2: 11.77 dB

143 MHz

⟨ 0 dB⟨ 0 dB

Date: 15.APR.03 16:33:43

Bild 14: Anpassung und Durchgangsdämpfung des gesamten Vorverstärkers (mit Vorselektion)


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CH1 S 21 log MAG 5 dB/ REF 0 dB

START .030 000 MHz STOP 500.000 000 MHz

C?

PRm

MARKER 1 145 MHz

24 May 2004 08:07:50

1

1_: 12.874 dB

145.000 000 MHz

Bild 15: Frequenzgang ohne Vorselektions-Bandpass und ohne Diplexer

CH1 S 21 &M log MAG 1 dB/ REF 12.42 dB

START -15.0 dBm STOP 10.0 dBmCW 145.000 000 MHz

Cor

PRm

MARKER 2 2.846 dBm

24 May 2004 07:58:36

1 2

2_: 11.374 dB

2.8 dBm

1_: 12.428 dB

-12.0 dBm

Bild 16: Kompressionsverhalten bei 7.5mA und 15mA Transistorstrom


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Intermodulationsmessung (IP3):

Bild 17: Intermodulationsabstand bei zwei Trägern mit -14.05dBm am Eingang Signal 1: 144.975MHz, Signal 2: 145.025MHz (über 90°-Brücke aus 2 Messsendern zusammengeschaltet). Messung an Ein- und Ausgang mit thermischen Leistungsmesser NRV-Z51 (Summenleistung), d.h. die Einzeltonleistung ist 3dB geringer! Messung bei 7.5mA Transistorstrom (minimales Rauschen):

Lein (therm) Laus (therm) IM3-Abstand Gain IP3 (Eingang) IP3 (Ausgang) -15.07dBm -2.64dBm 69dB 12.43dB +16.4dB +28.9dBm -11.05dBm +1.35dBm 61dB 12.40dB +16.5dB +28.9dBm -7.07dBm +5.33dBm 51.7dB 12.40dB +15.8dB +28.2dBm -3.10dBm +9.21dBm 38.7dB 12.30dB +13.3dB +25.6dBm

Tabelle 2: Intermodulationsabstand bei 7.5mA Transistorstrom

Bei 2kHz und 1MHz Trägerabstand ergaben sich in etwa die gleichen Messwerte. Ab -10dBm Eingangspegel wird das Ergebnis bereits wegen Produkten höherer Ordnung verfälscht. Messung bei 15mA Transistorstrom (erhöhter Wert, R3=2.74kΩ):

Lein (therm) Laus (therm) IM3-Abstand Gain IP3 (Eingang) IP3 (Ausgang) -11.09dBm +1.45dBm 68dB 12.54dB +19.9dBm +32.5dBm -7.10dBm +5.4dBm 60.6dB 12.50dB +20.2dBm +32.7dBm -3.11dBm +9.25dBm 51.6dB 12.36dB +19.7dBm +32.1dBm

Tabelle 3: Intermodulationsabstand bei 15mA Transistorstrom


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Bild 18: Stromlaufplan


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Bild 19: Layout der Lötseite

Bild 20: Bestückungsplan


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Stückliste

Eletrisches Kennzeichen

Stk. Bezeichnung / Wert Bestell-Nr. Hersteller / Lieferant

C1, C4, C5, C10, C12

4 10nF, Bauform 1206 53D324 Bürklin

C2 1 10pF, Bauform 0805 55D124 Bürklin C3 1 100pF, Bauform 1206 55D222 Bürklin C6 1 56pF, Bauform 1206 55D216 Bürklin C7 1 8.2pF, Bauform 1206 55D196 Bürklin C8 1 1nF, Bauform 1206 55D246 Bürklin C9 1 1μF, Bauform 2220 53D182 Bürklin C11 1 5.6pF, Multilayer Chip, ATC100B ATC / C20, C25 2 12pF, Keramik, bedrahtet, NP0 59D163 Bürklin C21, C24 2 1,1..11pF Lufttrimmer 77D558 Tronser / Bürklin C22 1 2pF Trimmer 77D532 Tronser / Bürklin C23 1 2.2pF Keramik bedrahtet, NP0 59D154 Bürklin D1, D2, D3 3 BAR 63-04 PIN-Diode SOT23 10S6714 Bürklin D4 1 1N4007 26S8100 Bürklin K1, K2 2 Relais 1x Um, RT114012 504125-33 Schrack / Conrad L1, L5, L7 3 680nH, Bauform 1206 (high Q) 76D434 Stettner / Bürklin L2 1 150nH abgleichbar (high Q) 144-04J12 Coilcraft L3, L8, L20, L21 - gewickelt, siehe Text - - L4, L6 2 560nH, Bauform 1206, (high Q) 76D432 Stettner / Bürklin L9 10μH, > 0.5A, bedrahtet 74D374 Fastron / Bürklin Q1 1 NE85639 (2SC4093), BF772 NEC, Infineon R1 1 100Ω, Bauform 1206 11E448 Bürklin R2 1 680 Ω, Bauform 1206 11E488 Bürklin R3 1 4.7k Ω, Bauform 1206 11E528 Bürklin R4 1 51Ω, Bauform 1206 11E434 Bürklin R5 1 47 Ω, Bauform 1206 11E432 Bürklin T1 1 Kern U17, Bauform A8,

3.6x2.5x2.1mm, siehe Text 84D300 Epcos / Bürklin

ANT, RX/TX 2 Einbaubuchse N 78F372 Bürklin 1 Durchführungskondensator 1nF 62D570 Stettner / Bürklin 1 Einbaubuchse LEMO, 4-polig http://www.lemo.de/ 1 Filtergehäuse 53x25x49 521612-33 Teko / Conrad 1 Weißblechgehäuse 74x111x50 9a Schubert 1 Haube groß GAGA Schubert 1 Bodenwinkel groß GAGW Schubert 1 Mastklemme AGKN Schubert 4 Schraube DIN 7985, M3 x 6 16H270 Bürklin (100 Stk.) 4 Scheibe DIN 125, M3 16H860 Bürklin (100 Stk.) 4 Federscheibe DIN 137, M3 17H214 Bürklin (100 Stk.) 4 Mutter DIN 934, M3 16H724 Bürklin (100 Stk.) 4 Schraube DIN 7985, M4 x 6 16H280 Bürklin (100 Stk.) 4 Scheibe DIN 125, M4 16H862 Bürklin (100 Stk.) 4 Federscheibe DIN 137, M4 17H216 Bürklin (100 Stk.)

Tabelle 4: Stückliste


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Technische Daten Empfangszweig

• Betriebsspannung 13.8V • Stromaufnahme 80mA • Verstärkung 12.5dB ± 0.5dB • 1dB-Kompressionspunkt ca. +14dBm am Ausgang • Frequenzbereich 142...148MHz • Dämpfung der Vorselektion ca. 0.35dB • Interzeptpunkt (IP3) +16dBm am Eingang

+28dBm am Ausgang • Rauschzahl ca. 1.3dB (mit Vorselektion) • Eingangsanpassung: ar ≥ 25dB (s ≤ 1.12), abhängig von der

Eingangsanpassung des Empfängers

Sendezweig

• Eingangsanpassung: ar ≥ 30dB (s ≤ 1.07) • Durchgangsdämpfung: ai = 0.05dB bei Leiterplattensubstrat TLC32

ai = 0.09dB bei Leiterplattensubstrat FR4 • Sendeleistung ≤ 750W bei Leiterplattensubstrat TLC32

≤ 150W bei Leiterplattensubstrat FR4 Schutzschaltung

• PIN - Dioden - Begrenzer an Ein- und Ausgang • Verpolschutz

Gehäuse

• Mastgehäuse der Fa. Schubert, Innenmaß 145 x 70 x 98mm (www.schubert-gehaeuse.de) Schlusswort Die Idee für dieses Projekt entstand nach einigen negativen Erfahrungen mit teilweise kommerziellen Vorverstärkern, die in unserem OV bei Contesten eingesetzt wurden. Meist waren es zerstörte Transistoren oder Intermodulationsprodukte, die unseren OPs das Contestvergnügen erschwerten. Besonderer Dank für Diskussionsbeiträge und Messungen geht an Christian Korden, DL8OBD, Hans Gall, DK3YD und Matthias Jelen, DK4YJ.


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Literaturverzeichnis [1] Dragoslav Dobričić, YU1AW, Vorverstärker – Pro und Contra, UKW-Berichte 3/1987 [2] Robert J. Achatz and Roger A. Dalke, Man-Made Noise Power Measurements at

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2m -Vorverstärker mit S/E-Umschaltung · 2m -Vorverstärker mit S/E-Umschaltung DL6MFI 2 von 18 15.06.2004 Sendeleistung 750W und Isolation des Schalters von 30dB ergeben eine Leistung