CMOS Low-Noise-Amplifier (LNA) - · PDF fileDesign eines LNAs Ihr Chef stellt Ihnen die Aufgabe, eine Low-Noise-Amplifier (LNA) als erste Stufe im Empfängerpfad zu designen. Ihre

CMOS Low-Noise-Amplifier (LNA)

Roland Pfeiffer

11. Vorlesung

Störer

"Interferers"

f1

gewünschter Kanal

BPF

LNA

f2 f f1 f2 f

2f2-f1 2f1-f2

Design eines LNAs

Ihr Chef stellt Ihnen die Aufgabe, eine Low-Noise-Amplifier (LNA) als

erste Stufe im Empfängerpfad zu designen.

Ihre Aufgabe:

-Rauschen, Zweitor-Rauschtheorie

-Aufgaben des LNA

-Meßgrößen des LNA

-verschiedene LNA-Architekturen

aus Veröffentlichungen

Design eines LNAs

Aufgaben eines LNAs

TX

/RX

Verstärker

LNA Down-conv.

Mixer

Sender

PA

zu RX DSP

von TX DSP Up-conv.

Mixer

LO-

Signalerzeug.

LO-

Signalerzeug. Station

Der LNA steht als 1. Stufe des Hochfrequenz-Empfängers dar.

Aufgaben und Meßgrößen eines LNAs

LNA als 1. Stufe des Hochfrequenz-Empfängers soll

das Signal genügend verstärken, um das Rauschen nachfolgender

Stufen (z.B. Mixer) vernachlässigbar zu machen

Meßgröße: power gain oder voltage gain

Rauschfaktor bei Kaskadierung von Stufen (Frijs Formel):

...11

21

3

1

21

GG

F

G

FFFGesamt mit G Leistungs-

verstärkung

F1, G1 F2, G2 F3, G3 FGesamt ?

LNA


Problem: Dynamikbereich des zu empfangenden Signals

Station

wünschenswert: einstellbare Verstärkung („Variable Gain Amplifier“ VGA)

f

A VGA Verstärker

LNA

VGA






selbst minimal rauschen (Name Low-Noise-Amplifier !)

Meßgröße: Noise factor, Noise figure

Aufgaben eines LNAs

Aufgabe: Was für ein Frequenzverhalten wäre für den Low-Noise Amplifier

wünschenswert ?

Antwort: ??

Verstärker

LNA Down-conv.

Mixer

Sender

PA

zu RX

DSP

von TX

DSP

Up-conv.

Mixer

LO-

Signalerzeug.

LO-

Signalerzeug.

RX

TX

Station

Aufgaben eines LNAs

Aufgabe: Was für ein Frequenzverhalten wäre für den Low-Noise Amplifier

wünschenswert ?

Antwort: LNA nur RX-Frequenzbereich verstärken, thermisches Rauschen

frequenzmäßig gleich verteilt Bandpaßverhalten des LNA !!

Down-conv.

Mixer

Sender

PA

zu RX

DSP

von TX

DSP

Up-conv.

Mixer

LO-

Signalerzeug.

LO-

Signalerzeug.

RX

TX

Station

Bandpaß LNA

Schmalbandverstärker

(Narrowband amplifier)

Zweitor-Rauschtheorie Meßgröße: Rauschfaktor („Noise factor“) F: „Noise figure“ NF

Ein

gan

g

F gesamte Ausgangsrauschleistung

Ausgangsrauschleistung

verursacht durch Eingangsrauschleistung

NF F 10 log( )

damit:

Maß für den Einfluß des Zweitores (=Vierpoles) auf das Rauschen

rauschendes

Zweitor I 2 S

Y S

Au

sgan

g

Zusammenfassung der Zweitor-Rauschtheorie klassische Zweitor-Rauschtheorie:

- rauschender Zweitor rauschfreies Zweitor + 2 Rauschquellen

- Rauschquellen komplexer Rauschwiderstand/Rauschleitwert

aber bei LNA: Ys = 1/50 =0,02 S !!

- Abhängigkeit Quell-Leitwert Ys auf Rauschleistung

optimales Ys: YOPT für niedrigste Rauschleistung

YS

F

YOPT

YOPT rauschfreies

Zweitor G U

Y C Y S

R N

LNA-Design mit Zweitor-Rauschtheorie LNA-Design mit Zweitor-Rauschtheorie:

aber bei LNA: Ys = 1/50 =0,02 S !!

Veränderung des komplexen Rauschwiderstands/Rauschleitwerts

durch W/L-Änderung und Bias-Änderung

aber: bei reiner Rauschanpassung: W/L zu groß, zu großer Strombedarf

Rauschanpassung mit Berücksichtigung der Leistungsaufnahme

W/L und Bias-Werte für endgültiges Design der LNA

Ys = 1/50 rauschfreies

Zweitor G U

Y C Y S

R N






selbst minimal rauschen (Name Low-Noise-Amplifier !) Meßgröße: Noise factor, Noise figure

geringe Leistungsaufnahme aufweisen (insbesondere bei

batteriebetriebenen Geräten wie Handys)

einen Eingangswiderstand von 50 Ohm haben

Aufgaben eines LNAs

LNA als 1. Stufe des Hochfrequenz-Empfängers:

Leistungsanpassung am Eingang

Verstärker

LNA Down-conv.

Mixer

Sender

PA

zu RX DSP

von TX DSP Up-conv.

Mixer

LO-

Signalerzeug.

LO-

Signalerzeug.

RX

TX

SAW-Filter

off-chip

50

Antenne

=

50

Station Eingangs-

widerstand

LNA = 50










eine weiten “input dynamic range“ aufweisen, d.h. gute Linearität

und „Trennschärfe“ besitzen

Meßgröße: 1dB-compression point, third-order intercept point

Linearität eines LNAs

Meßgröße: „1dB compression point“:

Ursache für begrenzte Linearität: Nichtlinearitäten zum Beispiel in der

Transistorkennlinie

Eingangsleistung (dBm)

Ausgangsle

istu

ng (

dB

m)

compressed

linear

Linearität: Ausgangssignal = k1·Eingangssignal

Nichtlinearität: Ausgangssignal = k1·Eingangssignal +

k2·Eingangssignal2+

k3·Eingangssignal3+......

Linearität eines LNAs

„1dB compression point“: Angabe der Eingangsleistung, bei der die

Leistungsverstärkung um 1dB abgesunken ist gegenüber der

Kleinsignalleistungsverstärkung (Verstärkung in der „linear region“)


falsch

Ausgangsle

istu

ng (

dB

m)

linear

compressed


Leis

tungsvers

tärk

ung

(dB

)

1 dB

compression

point

1 dB

Ausgangsleistung(dBm)/

Eingangsleitung (dBm)

=

Leistungsverstärkung(dB)

kennzeichnet die Linearität eines Verstärkers

„je höher der Wert, desto besser ist die Linearität“

Trennschärfe: der Verstärker soll ein schwaches Signal auch dann linear

verstärken, wenn zwei starke Signale mit ungefähr derselben Frequenz

vorhanden ist (sonst: „blocking“, „cross-modulation“).

Trennschärfe eines LNAs

Achtung:

nur „out-of-band“, nicht aber „in-band“, aber „out-of-channel“ werden

durch den RX-Duplexer unterdrückt

wichtig für LNA !!

RX Duplexer

BPF

LNA

f

f RX

Band

RX

Band

gewünschter Kanal





Meßgröße: „Input-referred third-order intercept point (IIP3)“

Ursache für begrenzte Trennschärfe: Nichtlinearitäten zum Beispiel in der

Transistorkennlinie

Störer

"Interferers"

f1

gewünschter Kanal

BPF

LNA

f2 f f1 f2 f

2f2-f1 2f1-f2


Ausgangssignal darstellbar als (schwache Nichtlinearität)

...)(3

,3

2

,2,1,, INACINACINACINACOUTAC PkPkPkPP

k1, k2,k3... abhängig vom Verstärker

Linearität Nichtlinearität

)2cos(, tfAP INAC

f f

PIN

AC-Eingangssignal:

PAC,IN PAC,OUT Einführung zu Meßbedingungen:

LNA


P P k P k P k PAC OUT AC IN AC IN AC IN AC IN, , , , ,( ) ... 1 2

2

3

3

P A f tAC IN, cos( ) 2 PAC,IN PAC,OUT

cos2 2 2 f t f t =1/ 2 (1+cos(2 ))

Beachte Rechenregeln für Sinusfunktionen z.Bsp.

PAC IN,

2 PAC IN,

3

„Harmonische 2. und 3. Ordung“

(Hochzahl PIN,AC=Harmonische) f f

POUT

2·f 3·f

LNA

Meßbedingungen IIP3:


f f1 f2

21

2

1

,

mit

2cos

2cos

ff

tf

tfAP INAC

2 Signale gleicher Amplitude annähernd gleicher Frequenz

AC-Eingangssignal (Meßsignal):

PIN

Schmalbandverstärker

(LNA kombiniert mit Bandpaß)

f

P

Ausgangssignal darstellbar als (schwache Nichtlinearität)

...)(3

,3

2

,2,1,, INACINACINACINACOUTAC PkPkPkPP


P A f t f t f fAC IN, cos cos 2 21 2 1 2 mit

P P k P k P k PAC OUT AC IN AC IN AC IN AC IN, , , , ,( ) ... 1 2

2

3

3

welche Signalanteile tauchen im Ausgangssignal des

Schmalbandverstärkers auf ??

f

POUT

??

Meßdurchführung: PAC,IN PAC,OUT

und Rechenregeln für Sinusfunktionen

LNA

2 2 f f f f1 2 2 1Differenztöne 3.Ordnung

Messung IIMP3:

Frage: welche Signalanteile tauchen im Ausgangs-

signal des Schmalbandverstärkers auf ?


f f1 2Grundwelle

2 2 21 ff Harmonische 2.Ordung

21 3 3 ff Harmonische 3.Ordnung

f f f f1 2 1 2 Differenztöne 2. Ordnung

f

POUT

??

f1 f2

2 2 f f f f1 2 2 1

2·f1-f2 2·f2-f1





Meßgröße: „Input-referred third-order intercept point (IIP3)“

Ursache für begrenzte Trennschärfe: Nichtlinearitäten zum Beispiel in der

Transistorkennlinie

Störer

"Interferers"

f1

gewünschter Kanal

BPF

LNA

f2 f f1 f2 f

2f2-f1 2f1-f2

IP3

Messung IIP3


Bemerkungen zu Eingangs-/Ausgangsleistungs-Diagramm:

- dB-Darstellung: dreifache Steigung der Differenztöne 3. Ordnung

gegenüber Grundwelle erzwungener Schnittpunkt !!

- aus Messungen extrapoliert

f f1 f2

POUT

(2·f1- f2) (2·f2- f1)


Ausgangsle

istu

ng (

dB

m)

- Wahl von f1 willkürlich (f2 dasselbe Ergebnis aufgrund Symmetrie)

IIP3

OIP3

Der Verstärker soll im nutzbaren Bereich linear verstärken

Nutzbarer Bereich eines LNAs

untere Grenze: Ausgangsrauschleistung

obere Grenze: durch Verzerrungen (Linearität, Trennschärfe) bedingt

Meßgröße: „spurios-free dynamic range“ (spurious=unerwünscht)

IP3

Größter nutzbarer Bereich:

Nutzbarer Bereich eines LNAs


Ausgangsle

istu

ng (

dB

m)

Ausgangsrauschleistung (dBm)

„Spurious-free

dynamic

range”

kennzeichnet den nutzbaren Bereich eines Verstärkers

„je größer der Wert, desto besser ist der nutzbare Bereich“













eine Rückwärts-Isolation aufweisen

Meßgröße: S12

Aufgaben eines LNAs

Isolation zwischen den Eingang sowie dem Ausgang des LNA im

Rückwärtsbetrieb

LO-Signal

LNA

ein starkes LO-Signal kann bei ungenügender

LO/RF-Isolation im Mixer und ungenügender LNA-

Rückwärts-Isolation über die Antenne abstrahlen














Meßgröße: S12

Design eines LNAs



Ihre Aufgabe:


-Aufgaben des LNA




Design eines LNAs














Meßgröße: S12

zunächst betrachtet !!

Schaltungen für LNAs

zunächst nur betrachtet:

ZIN = 50 (Leistungsanpassung am Eingang) bei geringem Rauschen

Architekturen

„R-Termination amplifier“

„Shunt-Series Feedback amplifier“

„Common-gate amplifier“

„L-Degeneration amplifier“

R-Termination amplifier

R-Termination amplifier :

durch den Widerstand R1 = 50 Ohm wird ZIN = 50 Ohm

Aufgabe:

Wieso ist dieser „R-Termination amplifier“ für LNAs nur bedingt

geeignet ?

V S

R S

MN 50Ω

R L

R 1

V OUT

Z IN

R-Termination amplifier

R-Termination amplifier :

durch den Widerstand R1 = 50 Ohm wird ZIN = 50 Ohm

Antwort:

- Eingangsspannungsteiler nur die Hälfte des Signal wird

verstärkt! (-3dB Leistung am Gate)

- zusätzliche Rauschquelle R1 im Signalpfad

- Breitbandverstärker („broad-band amplifier“)

V S

R S

MN 50Ω

R L

R 1

V OUT

Z IN

aber:

Shunt-Series Feedback amplifier

Shunt-Series Feedback amplifier :

durch eine Kombination von Serienrückkopplung durch R1 und

Parallelrückkopplung durch R2 wird ZIN =R2/(1+RL/R1) = 50 Ohm

- zusätzliche Rauschquelle durch die Widerstände im Signalpfad!

- Breitbandverstärker („broad-band amplifier“)

V S

R S

MN

R L R 2

V OUT

Z IN

R 1

50Ω

Common-gate amplifier

Common-gate amplifier:

Eingangswiderstand an Source ?

V S

M

R L

V OUT

Z IN

V Bias = R S

S D

50Ω


Common-gate amplifier:

Eingangswiderstand an Source ?

MINM

IN

IN

ININ

gVg

V

I

VZ

1

V S

MN

R L

V OUT

Z IN

V Bias = R S

S D

+ V GS _

g m GS V

G

S

D

r o 50Ω


Common-gate amplifier („1/gM amplifier“):

durch die Common-Gate-Struktur wird ZIN =1/gM = 50 Ohm

aber:

durch parasitäre Cs findet eine Parallelschaltung zu ZIN statt !!

Abhilfe ??

V S

MN

R L

V OUT

Z IN

V Bias = R S

50Ω


Common-gate amplifier („1/gM amplifier“):

durch die Common-Gate-Struktur wird ZIN =1/gM = 50 Ohm

Einfügen einer Spule: Schwingkreis um die empfangene Frequenz

Einfluß der Cs durch Parallelresonanz ausgeblendet

Schmalband-Verstärker („narrow-band amplifier“)

V S

MN

R L

V OUT

Z IN

V Bias =

R S

50Ω

fResonanz f

Z IN

L-Degeneration amplifier

L-Degeneration amplifier:

nur durch die LG und LS wird ZIN = 50 Ohm erzeugt !!

Vorteil:

- L und C: keine zusätzliche Rauschquelle im Signalpfad!

V S

R S

MN

R L

L G

V OUT

Z IN

L S

50Ω

js

sss

mit

C

LgLL

C

1

I

VZ

GS

SMSG

GSIN

ININ

ZIN = ?


GS

INMINSIN

GS

INGINC

1IgILI

C

1ILV

ss

ss

Resonanz

Schm alb and verst ärker 50

GS

INM

GSMOUT

CsIg

UgI

1

MN

L G

I OUT Z IN

L S

V IN C GS V S

R S

50Ω I IN

ZIN = 50 Ohm


gL

CM

S

GS

50 Ohm

GSSGRR

SGR

GSR

CLLjjs

LLsCs

1mit

1

1.Bedingung

2.Bedingung

Schmalbandverstärker („narrow-band amplifier“) !!

2. Bedingung: nur für eine Frequenz (Resonanzfrequenz des

Eingangskreises=Betriebsfrequenz) erfüllbar

„effektive Steilheit Gmeff“

G

I

V s C

g

s L Ls C

gL

CR

meff

OUT

S GS

M

G S

GS

M

S

GS

S

1

1

IV

Z

I Is C

gV

Z s Cg

S

S

IN

OUT S

GS

M

S

IN GS

M

*

*

1 1

S

OUT

meffV

IG


V S

MN

L G

I OUT Z * IN

L S

I S

C GS

R S

50Ω

„effektive Steilheit Gmeff“ an der Resonanzfrequenz:


S

GS

S

MGSR

M

RC

LgCs

g

G

I

V s C

g

s L Ls C

gL

CR

meff

OUT

S R GS

M

R G S

R GS

M

S

GS

S

1

1

Resonanz

GS

M

C

g=T

mit Grenzfrequenz des MOS-Transistors und Resonzfrequenz

GSSG CLL1/= R



G

L Rmeff

T

R T S S

abhängig von T / R und damit von der Technologie !!!

Ziel: Dimensionierung von MOS-Transistor

bisher Leistungsanpassung ZIN =50 Ohm



G

L Rmeff

T

R T S S

jetzt: Rauschanpassung !!

aus dieser Formel können keine Dimensionierungkritierien

(zum Beispiel W/L) für den MOS-Transistor abgeleitet werden !!

V S

V S

R S

MN

R L

L G V OUT

Z IN

L S

50Ω

Rauschanpassung L-Degeneration amplifier

damit minimaler Rauschfaktores Fmin

F cMIN

T

R

12

51

2

abhängig von T / R und damit von der Technologie !!!


minimaler Rauschfaktor Fmin über T / R (Annahme: =2, =4):

T

R

MIN MINF NF dB

1,122 0,5

15 1,148 0,6

10 1,230 0,9

5 1,445 1,6

( )

20

F cMIN

T

R

12

51

2

„Reinen“ Rauschanpassung:


Rauschanpassung unter Berücksichtigung der Leistungsaufnahme

Methode:

YOPTCGS W/L von MOS-Transistor

aber:

Dimensionierung von MOS-Transistor W/L 10000 (technologie- und

spannungsabhängig) hoher Ruhestrombedarf !!

widerspricht Forderung nach

geringer Leistungsaufnahme !

Ys = 1/50 rauschfreies

Zweitor G U

Y C Y S

R N

Rauschen durch Widerstand RL!!

Betrieb nur im Bereich der Resonanzfrequenz des Eingangskreises:


V S

R S

MN

R L

L G V OUT

L S

C L

50Ω

Aufgabe: Was tun Sie gegen das Rauschen des Widerstandes RL ?

Antwort: ??

Rauschen durch Widerstand RL!!


V S

R S

MN

R L

L G V OUT

L S

C L

50Ω


Aufgabe: Was tun Sie gegen das Rauschen des Widerstandes RL ?

Antwort: Einfügen eines Schwingkreises im Ausgangskreis

Resonanz D LL C

zusätzlich Ausgangskreis:

V S

R S

MN

L D

L G V OUT

L S

C L

50Ω














Meßgröße: S12


LO-Signal

LNA

schlechte „Isolation“ („Rückwirkungsfreiheit“) des Verstärkers über CGD !!

Aufgabe: Abhilfe ??

V S

R S

MN

L D

L G V OUT

L S

C L

50Ω


Nachteil: Versorgungsspannungsbedarf !

Kaskodierung „common-gate zusätzlich“

schlechte „Isolation“ („Rückwirkungsfreiheit“) des Verstärkers

V S

R S

M1

L D

L G

V OUT

L S

C L

V Bias =

M2

50Ω


Nachteil: Versorgungsspannungsbedarf !

Kaskodierung „common-gate zusätzlich“

schlechte „Isolation“ („Rückwirkungsfreiheit“) des Verstärkers

V S

R S

M1

L D

L G

V OUT

L S

C L

V Bias =

M2

50Ω

Zusammenfassung

Low-Noise-Amplifier (LNA)

verschiedene Schaltungen für LNAs:

„R-Termination amplifier“

„Shunt-Series Feedback amplifier“

„Common-gate amplifier“

„L-Degeneration amplifier“

Optimierung einer Schaltung „L-Degeneration amplifier“

„effektive Steilheit Gmeff“


G

I

V s C

g

s L Ls C

gL

CR

meff

OUT

S GS

M

G S

GS

M

S

GS

S

1

1

IV

Z

I Is C

gV

Z s Cg

S

S

IN

OUT S

GS

M

S

IN GS

M

*

*

1 1

S

OUT

meffV

IG

V S

MN

L G

I OUT Z * IN

L S

I S

C GS

R S

50Ω

Serienschwingkreis

Andere Betrachtung: Eingangskreis als „RLC-Serienschaltung“


mit VC= UGS Steuergröße des MOS-Transistors

V S

I S

R + g S M GS

L S

C

G L + L S

GS C

V Test

L

V C C

V L

R

Wiederholung RLC-Serienschaltung:

Güte Q=gespeicherte Energie/durchschnittlich verbrauchte Energie

C als Energiespeicher: L als Energiespeicher:


Q =

|Z=

|C| |

R

j C

R

1 Q =

|Z=

|L| |

R

j L

R

V = Q VC Test V = Q VL Test

R = L C1 bei Resonanzfrequenz:

V Test

L

V C C

V L

R

!!!! QM

S

OUT

meffg

V

IG


„RLC-Serienschaltung“

je höher die Güte Q, desto höher die „effektive Steilheit“

bei der Resonanzfrequenz, desto besser die Verstärkung !!!

V Test

L

V C C

V L

R

V S

I S

R + g S M GS

L S

C

G L + L S

GS C

Q der RLC-Serienschaltung=Funktion von Q(R), Q(L) und Q(C) !!

Q(R): chipextern !

Q(C): Teil der MOS-Transistors !!

Q(L): beeinflußbar !!

Überblick über „on-chip“ Spulen



Möglichkeiten zur Integration von Spulen:

1. Bonddrähte:

L=1-5 nH, Q bei 2 GHz: 20-40

Nachteil: Pad-Parasitäten

2. „on-chip“ Spulen:

aktive Spulen

passive Spulen

aktive on-chip Spulen:

Prinzip: Spule wird nachgebildet durch einen Gyrator und eine Kapazität

On-chip Spulen

Gyrator C

Nachteil: Gyrator (MOS-Schaltung) aktive Bauelemente in den

Signalpfad gebracht niedriges Q

L V S

MN

L G

I OUT Z * IN

L S

I S

C GS

R S

50Ω

passive on-chip Spulen:

Prinzip: Spule wird gebildet durch rechteckige oder hexagonale

Strukturen in Metall-Ebenen

On-chip Spulen

Nachteil: parasitäre Elemente niedriges Q

Parasitäre Elemente von passiven on-chip Spulen:

On-chip Spulen

Gegenmaßnahme:

- Leitungs-Widerstand

- Substrat-Kapazitäten

- durch Magnetismus:

„Eddy“-Ströme (Wirbelströme)

im Substrat

Simulation von passiven on-chip Spulen

unter anderem: TU Athen „SISP“, Berkeley: „Asitics“

Prinzip:

Eingabe der geometrischen Maße der Spule,

On-chip Spulen

dann Kompakt-Modell für Spice etc., Berechnung von L, Q

dann Finite-Elemente

Modell,

außerdem: hoher Platzbedarf der passiven „on-chip“ Spulen:

On-chip Spulen

Schaltung

Prinzip:

Spule wird gebildet durch rechteckige oder hexagonale Strukturen in

Metall-Ebenen

Parasitäre Elemente:

-Leitung-Widerstand

-Substrat-Kapazität

-Eddy-Ströme

-hoher Platzbedarf

Zusammenfassung passive on-chip Spulen

trotzdem verwendet, da Eigenschaften ausreichend für Mobilfunk-

Anwendungen und keine Pad-Parasitäten

L=1-10 nH, Q bei 2 GHz: 4-8 !!

Veröffentlichung LNA


-„L-Degeneration amplifier“: andere Betrachtungsweise



Zusammenfassung

Literaturhinweise

L-Degeneration amplifier in CMOS:

F. Gatta et al. „A 2-dB Noise Figure 900-MHz Differential CMOS LNA“

Journal of Solid-State Circuits, Oktober 2001


differentiell aufgebaut wegen Versorgungsspannungempfindlichkeit

L G

L S L S

R S

L G

I

W/L W/L

„Balun“




Verwendung von PMOS zum Stromsparen („current re-use“)


S

W, fT

L G

IDS L S

222

32

L

I

L

UUf DSTNGSN

TT

Transitfrequenz Sättigung:

L G

2 IDS L S

*

W,fT*>fT

Verdopplung

des Stroms

*

L G

W/2,fT*

IDS

2L S 2L *

IDS

L G

2L S

2L S

*

*

W/2,fT*

IDS

IDS

Annahme

fT PMOS=

fT NMOS




W/L-Verhältnisse über NF


NMOS PMOS

Optimales NF: PMOS 350 µm, NMOS 230 µm




Noise Figure und Verstärkung (S21)





IIP3-Punkt





Chip-Photo


Prinzip LNA

besser für Linearität:

so wenig Spannung/Strom und Strom/Spannung Umwandlung

wie möglich !!

Spannung VS Drain-Strom Spannung Vout

V S

R S

M1

L D

L G

V OUT

L S

C L

V Bias =

M2

50Ω

über Gm,eff über Zout

Zout Down-conv.

Mixer

mit

Spannung-

eingang

Prinzip Transceiver ohne SAW-Filter?

besser für Linearität:

so wenig Spannung/Strom und Strom/Spannung Umwandlung

wie möglich !!

Prinzip LNTA (Transconductance) "Gm-Amplifier"

Spannung VS Drain-Strom

über Gm,eff

eine Umwandlung gespart

wie möglich !!

V S

R S

M1

L D

L G

I OUT

L S

C K

V Bias =

M2

50Ω

Down-conv.

Mixer

mit Strom-

eingang

Koppel-C

Prinzip LNTA (Transconductance) "Gm-Amplifier"

eine Umwandlung gespart

wie möglich !!

Down-conv.

Mixer

mit Strom-

eingang

Design eines LNAs



Ihre Aufgabe:


-Aufgaben des LNA




Design eines LNAs

Zusammenfassung


-„L-Degeneration amplifier“: andere Betrachtungsweise



Zusammenfassung

Literaturhinweise

Bücher:

-T.H.Lee, „The design of CMOS Radio-Frequency Integrated Circuits“,

Cambridge University Press, 1998, ISBN 0-521-63922

-B. Razavi, „RF Microelectronics“, Prentice Hall 1998, ISBN0-13-

887571-5

Veröffentlichungen:

-D.K. Shaeffer, T.H.Lee, „A 1.5-V, 1.5 GHz CMOS Low Noise Amplifier“,

IEEE Journal of Solid-State Circuits (JSSC), May 1997, S. 745-759

-A.N. Karanicolas, „A 2.7-V, 900 MHz CMOS LNA and Mixer“, JSSC,

December 1996, S. 1939-1944

-A. Rofougaran et al., „A 1 GHz CMOS RF Front-End IC for a Direct-

Conversion Wireless Receiver“, JSSC, July 1996, S. 880-889

-Darabi, H. et. al., „Highly Integrated and Tunable RF Front Ends for

Reconfigurable Multiband Transceivers: A Tutorial“, IEEE Transactions on

Circuits and Systems I: Regular Papers, September 2011,

S. 2038 - 2050

Literaturhinweise

Documents

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