Dokumentation für Golf2 ZündungSteuergerät (Hardware V1.0.2)

2008−05−18 / Michael Bäuerlemailto:micha@hilfe−fuer−linux.dehttp://micha.freeshell.org

Hinweise: Hier ist nur die Hardware beschrieben. Für die Firmware gibt es eine eigene

Dokumentation Dieses Steuergerät wurde für die Verwendung der zugehörigen Endstufe konzipiert. Es

kann auch mit anderen Endstufen verwendet werden, dazu muss aber ggf. dieFirmware angepasst werden

Diese Version ist für die Ansteuerung einer Einzelspule oder zwei Doppelspulen("wasted spark") vorgesehen

Für eine akzeptable EMV sind die entsprechenden Hinweise zu beachten Alle Kabel (speziell die der Sensoren) müssen in ausreichendem Abstand zur Endstufe

sowie dem Primär− und Sekundärkreis der Zündspule verlegt werden um die induktiveEinkopplung von Störungen zu minimieren

Alle Bauteile haben dreistellige Nummern. Die erste Stelle gibt die Seite desSchaltplans an auf dem sich das Teil befindet, die anderen beiden Stellen sind einefortlaufende Nummer innerhalb dieser Seite

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Markierungen

Wichtige Passagen sind rot markiert.Änderungen zur Vorversion sind blau markiert.

Inhalt

0. Allgemein .................................................................................... Seite 31. Verwendbarkeit ........................................................................... Seite 32. Stromversorgung ........................................................................ Seite 33. CPU ............................................................................................ Seite 94. CPS Interface ............................................................................. Seite 125. TPS Interface .............................................................................. Seite 166. Interface für Endstufe ................................................................. Seite 197. Interface für Frontpanel .............................................................. Seite 218. Interface für Display .................................................................... Seite 229. Interface zum Fahrzeug .............................................................. Seite 2410. Stromverbrauch ........................................................................ Seite 3111. Quellen ...................................................................................... Seite 31

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0. Allgemein

Das Steuergerät ist so ausgelegt, dass deutlich mehr Rechenleistung und Speicherplatzzur Verfügung stehen als eigentlich nötig wären. Das erlaubt einerseits die Verwendungeiner Hochsprache statt Assembler für die Firmware und anderseits ist es dadurchmöglich gut lesbaren Code zu verwenden der normalerweise abstrakter und langsamerist (als hochoptimierter Code). Es handelt sich hier um ein Echtzeitsystem das natürlichhinsichtlich seinem Zeitverhalten geprüft werden muss. Auch das gestaltet sich deutlicheinfacher wenn man sich auch mal um ein paar Takte verzählen darf weil genug Reservevorhanden ist.

Das Steuergerät muss wegen des Displays im Innenraum montiert werden, trotzdemkann es hier sehr warm werden. Der Automotive−Temperaturbereich bis 120°C wäreschön gewesen, dafür waren aber keine Komponenten aufzutreiben.Das Steuergerät funktioniert daher nur im Temperaturbereich von −40 ... +85°C.

1. Verwendbarkeit

Der Motor muss folgende Bedingungen erfüllen um mit diesem Steuergerät prinzipiellkompatibel zu sein:

2−Takt oder 4−Takt Ottomotor, maximal 10000RPM 12V Bordnetz Anzahl der Zündspulen: maximal 2 (eine "wasted spark" Doppelspule zählt einfach) Sensor für Kurbelwellenposition (CPS): Induktiv, maximal 30 Zähne Drosselklappenpotentiometer (TPS): 2 .. 10kΩ

Unterstützt werden außerdem: Öldrucksensor (OPS): Messbereich 0 .. 200Ω Öltemperatursensor (OTS): Messbereich 0 .. 730Ω Spulenstromlimit: Die Endstufe kann dem Steuergerät über diesen Eingang mitteilen,

dass der maximal zulässige Primärstrom der Zündspule überschritten wurde (diesesFeature kann bei 2 Zündspulen nicht verwendet werden)

2. Stromversorgung

Das Steuergerät wird mit 5V betrieben und aus dem 12V−Bordnetz (Klemme 15 hinterZündschloss) gespeist. Damit Störungen und Spannungseinbrüche nicht zum Absturz derCPU führen, muss die 5V Versorgung entsprechend gefiltert und geregelt werden.Außerdem müssen Vorkehrungen gegen Spannungsspitzen getroffen werden die dasSteuergerät beschädigen könnten.

An die interne Versorgung des Steuergeräts werden folgende Ansprüche gestellt: Spannung: 5V+−5% (Marge: +−10% sind für die Funktion ausreichend) Strom (Dauer): 500mA

Am Eingang soll folgendes akzeptiert werden ohne die Funktion zu beeinflussen: Spannung (Dauer): 8 ... 15V Spannung (100µs): +−150V/50Ω

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Am Eingang soll folgendes auftreten dürfen ohne dass das Steuergerät beschädigt wird: Spannung (Dauer): −15V Spannung (1ms): +−150V/10Ω Spannung (20ms): +−18V/500mΩ

Als Spannungsregler kommt folgender Linearregler zum Einsatz:

IC701 = National LM2937ET−5.0 (5V+−5%, 500mA)

Die maximale zulässige Eingangsspannung beträgt 26V. Durch eine Suppressordiodewird sichergestellt, dass dieser Wert nicht überschritten wird:

D703 = Fairchild P6KE18A

Werte laut Datenblatt:Spitzenstrom (1ms): 24ASpannung bei Spitzenstrom: 25.2VSperrspannung: 15.3V

Ein Gleichrichter verhindert Schäden bei Verpolung und sorgt dafür, dass negativeStörimpulse nicht bis zum Spannungsregler durchdringen bzw. dessenEingangskondensator entladen:

D702 = Fairchild 1N4001

Werte laut Datenblatt:Dauerstrom: 1ASpitzenstrom (8ms): 30ASperrspannung: 50V

Eine bidirektionale Suppressordiode am Eingang begrenzt die Spannung auch fürnegative Spannungen:

D701 = Fairchild P6KE18CA

Werte laut Datenblatt:Spitzenstrom (1ms): 24ASpannung bei Spitzenstrom: 25.2VSperrspannung: 15.3V

Dadurch wird die zweite Suppressordiode entlastet und die Sperrspannung desGleichrichters begrenzt. Liegt eine Überspannung zu lange an, wird diese Diode zuerststerben, daher werden hier die Überlastwerte berechnet:

Allgemein:Die Spannungserhöhung im Durchbruch wird als proportional zum Strom angenommen (bedingt durch Serienwiderstand).

−15V (Dauer):Kein Durchbruch: I = 0A=> OK

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+−150V/10Ω (1ms): Kurzschluss: I = 150V / 10Ω = 15A(Da die Diodenspannung <<150V ist wird mit diesem Wert als worst case weitergerechnet).Serienwiderstand: R = (25.2V − 15.3V) / 24A = 413mΩSpannungserhöhung: U = I * R = 15A * 413mΩ = 6.2VVerlustleistung: P = U * I = (15.3V + 6.2V) * 15A = 323WLimit: 600W@25°C bzw. 360W(60%)@85°C=> OK (Da die zweite Suppressordiode mithilft geht auch noch mehr)

+−Limit/500mΩ (20ms):Maximale Verlustleistung: 200W@25°C bzw. 120W(60%)@85°CVerlustleistung wegen Durchbruchspannung: P1 = 15.3V * IVerlustleistung wegen Serienwiderstand: P2 = I2 * RSumme: P = P1 + P2P = (15.3V * I) + (I2 * R)120W = (15.3V * I) + (I2 * 413mΩ)Nach I auflösen:I2 * 413mΩ + I * 15.3V − 120W = 0I = (−15.3V + SQRT(15.3V2 + 4 * 413mΩ * 120W)) / (2 * 413mΩ) [A]I = 6.65AZugehörige Maximalspannung:U = 15.3V + (I * R)U = 15.3V + (6.65A * 0.413Ω) = 15.3V + 2.75 = 18.0V=> Maximale Spannung für 20ms bei Quellwiderstand 500mΩ: U = 18V (Auch hier geht wegen der zweiten Suppressordiode real etwas mehr)

Die benötigte Kapazität vor dem Spannungsregler wird durch die maximale Länge vonnegativen Störungen bestimmt (in dieser Zeit muss die Energie komplett aus demKondensator C701 kommen):

Überbrückungszeit: 100µs <= t <= 1ms

Im worst case gilt: Der Regler muss 500mA liefern Dazu benötigt er >=6V an C701 Die Batteriespannung beträgt 8V

R701 wird hier mit 1Ω gerechnet (500mV Spannungsabfall bei 500mA).Die Flussspannung von D702 beträgt bei 500mA ca. 900mV.Summe der Verluste: 1.4V=> C701 wird auf 6.6V geladen (600mV Reserve)

Da der Entladestrom konstant bleiben soll, fällt die Spannung an C701 linear und es gilt:C = Q / U = I * T / UMal schauen was man dann minimal braucht:C = 500mA * 100µs / 600mV = 83.3µF

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Mit typischen Werten sollen dann mindestens 1ms erreicht werden: Typisch reicht dem Regler 5.5V an C701 Batteriespannung: 10VDamit wird C701 auf folgende Spannnung geladen:U = 8.6V (3.1V Reserve)C = 500mA * 1ms / 3.1V = 161µF

C701 = Rubycon 35ZA220M10x16 (220µF+−20%, 35V, −40 .. 105°C, Alu)

C701 ist ein Low−ESR Kondensator:ESR <= 26mΩ@20°CESR <= 52mΩ@−40°C (worst case)Dadurch ist sichergestellt, dass die berechneten Werte nicht nennenswert durch den internen Spannungsabfall verfälscht werden.

R701, L701 und C701 stellen ein Tiefpassfilter 2. Ordnung dar, d.h. oberhalb derGrenzfrequenz erfolgt eine Dämpfung von 40dB pro Dekade:

L701 = Epcos B78108S1102K (1µH+−10%, 100V, 160mΩ, 1.2A, −55 .. 125°C)

Damit ergibt sich (für den ungedämpften Fall) eine Zeitkonstante und Grenzfrequenz von:τ = SQRT(L701 * C701)τ = 14.8µsfc = 1 / (2 * π * τ)fc = 10.7kHz

Die Zeitkonstante der "Line regulation" des Reglers beträgt nach dem Diagramm im Datenblatt ca. 5µs. Da die Zeitkonstante des Filters ca. 3mal höher ist sollte kein Ripple vom Eingang durch den Regler dringen. Trotzdem wird C701 schnell genug nachgeladen, so dass bei einem Lastsprung vor Ablauf der minimalen Pufferzeit von 100µs der Strom durch L701 nahezu den Endwert erreichen kann.

Der Filter ist ein schwingungsfähiges System und muss bedämpft werden damit bei der Grenzfrequenz keine Resonanzüberhöhung der Amplitude auftritt. Dafür ist R701 zuständig. Für den aperiodischen Grenzfall muss die Güte des Schwingkreises 0.5 betragen:Q = 0.5Q = SQRT(1 / (L701 * C701)) * L701 / R701R701 = SQRT(1 / (L701 * C701)) * L701 / QR701 = SQRT(1 / (1µH * 220µF)) * 1µH / 0.5 = 135mΩ

Die Summe der Serienwiderstände von L701und C701beträgt:ESRL701 = 160mΩESRC701 = 26mΩDa der ESR des Kondensators temperaturabhängig ist, muss der minimale Wert genommen oder der Beitrag ganz ignoriert werden.

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Da der Kupferwiderstand der Spule allein bereits ausreicht, ist für diese Dimensionierung des Filters keine zusätzliche Dämpfung nötig:R701 = 0Ω

Reicht die Dämpfung nicht aus kann hier ein Widerstand bestückt werden.

Da die Serieninduktivität von C701 nicht spezifiziert ist liegt parallel zu C701 noch einFolienkondensator um eine minimale Tiefpasswirkung des Filters auch für hoheFrequenzen zu garantieren (diese würden den Regler passieren da er zu langsam ist umsie auszuregeln):

C702 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

τ = SQRT(L701 * C702)τ = 316nsfc = 1 / (2 * π * τ)fc = 503kHz

So ergeben sich wieder 40dB pro Dekade ab 500kHz. Sollte C701 vorher induktiv werdenkann man ggf. R701 erhöhen um die zweite Resonanzstelle zu dämpfen:

R701 = SQRT(1 / (L701 * C702)) * L701 / QR701 = SQRT(1 / (1µH * 100nF)) * 1µH / 0.5 = 6.32Ω (minus ESRL701)

Ab ca. 5MHz geht auch dann nichts mehr, deswegen gibt es noch:

C705 = Wima FKP2 (1nF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)

C705 wirkt ab:fc = 1 / (2 * π * SQRT(L701 * C705))fc = 1 / (2 * π * SQRT(1µH * 1nF))fc = 5.03MHz

Das Filter sollte damit insgesamt von 11kHz bis zur Eigenresonanzfrequenz von C705 beica. 60MHz wirksam sein.

Am Ausgang des Reglers wird eine Kapazität >=10µF mit definiertem ESR benötigt damitder Regler stabil arbeitet. Der ESR muss laut Datenblatt im Bereich 10mΩ .. 3Ω liegen.Erfahrungswerte zeigen, dass viele Regler trotzdem Probleme mit sehr kleinem ESRhaben, d.h. es wird hier versucht den Wert am oberen Ende zu halten:

Bei normalen Aluminium−Elkos wird der ESR bei niedrigen Temperaturendamatisch höher (Faktor 10 und mehr) => Nicht geeignet

Low−ESR Aluminium−Elkos liegen z.T. unter 100mΩ => Zu gut Bei Tantal−Elkos verringert sich der ESR bei niedrigen Temperaturen

weniger (nur Faktor 2 oder 3) => Geeignet Allgemein trocknen Elkos mit flüssigem Elektrolyt mit der Zeit aus und der

ESR wird dadurch höher => Besser ist fester Elektrolyt

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Bei bedrahteten Tantal−Elkos ist die Auswahl nicht so gross, daher kommt die TAP−Serie von AVX zum Einsatz weil sie recht gängig ist und einen festen Elektrolyt (Mangandioxid) verwendet. Ein einzelner TAP−Kondensator mit 10µF ist zu schlecht, die großen sind teuer, daher wird eine Parallelschaltung aus 2 Stück mit 47µF verwendet:

C703 = AVX TAP476M010CCS (47µF+−20%, 10V, −55 .. 125°C, Tantal)C704 = AVX TAP476M010CCS (47µF+−20%, 10V, −55 .. 125°C, Tantal)

Der ESR pro Kondensator liegt bei <=1.7Ω@25°C. Angenommen er würde sich bei −40°C um Faktor 3 verschlechtern ergibt sich als worst case:ESR = (1.7Ω * 3) / 2 = 2.55Ω=> OK

Die Spannung für alle Elkos wurde absichtlich höher gewählt als mindestens nötig, da ab85°C Temperaturderating einsetzt und so auch über 85°C noch eine Marge existiert.

Damit die CPU die Batteriespannung messen kann, ist vor IC701 ein Spannungsteilerangeschlossen dessen Mitte auf dem ADC Multiplexer liegt:

R702 = 39kΩ (+−1%, 250mW, 250V)R703 = 10kΩ (+−1%, 250mW, 250V)

Damit kann folgender Spannungsbereich gemessen werden:

UMess = (UBatt − Uf,D702) * R703 / (R702 + R703)UBatt,max = Uf,D702,min + UMess,max,worst−case / (R703 / (R702 + R703))UBatt,max = 0.7V + 5V−5% / (10kΩ / (39kΩ + 10kΩ))UBatt,max = 26.7VIC701 hält dauerhaft maximal 26V aus.=> OK

Da der ADC als Referenz die Ausgangsspannung von IC701 verwendet ist damit einegenaue Messung der Batteriespannung nicht möglich. Daher wird folgende Bandgap−Referenz mit Vorwiderstand verwendet:

IC702 = National LM4040−4.1DIZ (4.096V+−1%, 150ppm/K, −40 .. 85°C)R704 = 1kΩ (+−1%, 250mW, 250V)

Laut Datenblatt müssen für korrekte Funktion über den vollen Temperaturbereich mindestens 73µA fließen:IIC702,min = (5V−5% − 4.096V+1%) / 1kΩ+1% = 607µAAlso knapp 10mal soviel wie minimal nötig.=> OK

Achtung:Der Spannungsregler arbeitet mit einem Längstransistor, d.h. er kann nur Strom liefernaber keinen verbrauchen. Bei allen externen Sensoren die mit +5V gespeist werden istalso zu beachten, dass hier kein Strom ins Steuergerät eindringen darf der die Last desSpannungsreglers übersteigt. Anderenfalls wird das Steuergerät zerstört!

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3. CPU

Es wird folgender Mikrocontroller verwendet:

IC101 = Atmel ATmega644−20PU (AVR, 20MHz)

Für den in diese CPU integrierten Oszillator wird ein Quarz im AT−Schnitt benötigt der imGrundton schwingt. Da Probleme mit der Verlustleistung im Quarz zu erwarten sind wirdeine Ausführung mit möglichst großem Gehäuse (full−size HC49) verwendet:

X101 = C−MAC LF−A147C (20.000MHz+−20ppm, Fundamental AT)

Die Standardversion ist nur für eine Temperaturdrift von +−30ppm@−10 .. 60°Cspezifiziert. Es gibt allerdings Spezialausführungen bis −55 .. 125°C (die man jedochnicht an jeder Ecke bekommt). Da sich diese vermutlich nur durch den Schnittwinkel unddie Selektion unterscheiden darf man davon ausgehen, dass auch die schlechterenAusführungen prinzipiell in diesem Temperaturbereich arbeiten können (halt außerhalbder spezifizierten Frequenztoleranzen). Das ist hier akzeptabel.

Der Sollwert der Lastkapazität ist für diesen Quarz mit 10−75pF spezifiziert:

Die "shunt capacitance" C0 für das Gehäuse beträgt 7pF. Für die Leiterbahnen und das Gehäuse der CPU werden CP = 10pF angenommen.

Die beiden externen Kondensatoren des Oszillators wirken als Serienschaltung. Laut Datenblatt der CPU muss die Lastkapazität symmetrisch auf Ein− und Ausgang des Oszillators verteilt werden. Außerdem sollen die Kondensatoren am Ein− und Ausgang des Oszillators nicht weniger als 12pF haben. Hier wird ein möglichst kleiner Wertverwendet da Probleme mit der Verlustleistung im Quarz zu erwarten sind:

C101 = Vishay 225230500159 (15pF+−5%, 50V, −55 .. 125°C, NP0)C102 = Vishay 225230500159 (15pF+−5%, 50V, −55 .. 125°C, NP0)

Die maximale Verlustleistung im Quarz darf laut Datenblatt 1mW nicht übersteigen:

Nach [1] kann man die Verlustleistung des Quarzes wie folgt berechnen:Serienwiderstand (nach Datenblatt):R1 = 35ΩLastkapazität (siehe oben):CL = C0 + CP + 1 / (1 / C101 + 1 / C102)CL = 7pF + 10pF + 1 / (1 / 15pF + 1 / 15pF) = 24.5pFDie CPU verwendet einen Pierce−Oszillator, d.h. der Blindwiderstand der effektiven Lastkapazität beträgt:Z0 = 1 / (ω * CL) = 1 / (2 * π * f * CL)Z0 = 1 / (2 * π * 20MHz * 24.5pF) = 325ΩDer Parallelwiderstand beträgt also:RP = Z02 / R1RP = 325Ω2 / 35Ω = 3.02kΩ

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Da C101 und C102 den gleichen Wert haben ist Ü = 2 und damit:RP’ = RP / Ü2

RP’ = 3.02kΩ / 4 = 754Ω

Der Spannungshub am Ausgang des Oszillators ist 5V, da der "Full−swing" Oszillatormodus verwendet werden muss (die anderen Optionen sind laut Datenblatt für 20MHz nicht geeignet):U = 5V / (2 * SQRT(2)) = 1.77VDie Verlustleistung beträgt dann:P = U2 / RP’P = 1.77V2 / 754Ω = 4.16mW=> Nicht OK

Bei 20MHz ist es nicht möglich den internen Oszillator der CPU "legal" zu verwenden, daman keine Quarze für mehr als 1mW bekommt und man die Lastkapazität nicht weiterreduzieren kann bzw. darf. Um mit der Verlustleistung im Quarz herunterzukommenmüsste man den Spannungshub verringern, also den "Low−power" Oszillatormodusverwenden. Das ist aber laut Datenblatt bei mehr als 16MHz nicht erlaubt.Theoretisch müsste man also einen externen Oszillator verwenden. Solche Oszillatorenfür 5V und −40 .. 85°C aufzutreiben ist aber noch schwerer als gute Quarze, außerdemsind sie sehr teuer (EUR 15.− und mehr).Bei 4−facher Überlast ist eine Beschädigung des Quarzes nicht zu erwarten, allerdingsdürfte die Genauigkeit der Frequenz schlechter werden. Das ist hier akzeptabel solangeder Oszillator nicht unstabil wird. Der Quarz bleibt also erstmal drin.

An VCC und AREF gibt es Blockkondensatoren:

C103 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)C104 = Wima MKS2 (10nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

Die verwendete CPU ist ein synchrones Schaltwerk, d.h. die Transistoren ihrerLogikeinheiten können nur auf den Taktflanken schalten. Das führt dazu, dass derStromverbrauch auf den Taktflanken sehr hoch und dazwischen quasi Null ist. Auf denFlanken wird also viel mehr Strom benötigt als der Mittelwert weil dort dieGatekapazitäten der Transistoren umgeladen werden.Da C103 eine Eigenresonanzfrequenz von 5MHz hat, ist sein ESL zu hoch um die CPUbei 20MHz versorgen zu können! Da der Strom pulsförmig ist, müssen auch nochOberwellen von 20MHz geliefert werden. Das ist in bedrahteter Technik schlechtrealisierbar, es werden daher zusätzlich SMD−Kondensatoren direkt an denVersorgungspins verbaut!

Um auf der sicheren Seite zu sein wird ein 10nF X7R Kondensator an den Sockel und ein100pF X7R Kondensator direkt an die Prozessorbeine 10 und 11 gelötet:

C103a = 10nF (+−10%, 16V, X7R) [SMD]C103b = 100pF (+−10%, 16V, X7R) [SMD]

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Am /RESET−Eingang gibt es eine externe Klemmdiode:

D101 = Fairchild 1N4148 (100V, 200mA, 500mW, 4ns)

Da an diesem Pin mit 12V der parallele Programmiermodus aktiviert wird, fehlt intern dieKlemmdiode nach VCC. D101 sorgt für ESD−Schutz und verhindert, dass versehentlichder Programmiermodus aktiviert wird.

Außerdem gibt es noch ein RC−Glied das zusammen mit dem internen BOD der CPUdafür sorgt, dass nur Befehle ausführt werden, wenn sich die Versorgungsspannung imgrünen Bereich befindet:

R101 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)C105 = Wima MKS2 (10nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

Zum installieren des Bootloaders ist ein STK200 kompatibles ISP−Interface vorhanden:

CON101 = IDC Pfostenstecker (10 polig mit Kodierung)R102 = 220Ω (+−5%, 250mW, 250V)D102 = LED (5mm, 20mA, rot)R103 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)

R103 sorgt dafür, dass wenn kein Programmiergerät angeschlossen ist, das Signal SCKauf einem definierten Potential liegt. Ohne R103 würde SCK floaten wenn sich die CPUim Reset befindet (der ggf. vorgesehene interne Pull−up Widerstand wäre dann nichtaktiv). Diese Situation kann dazu führen, dass die CPU unbeabsichtigt Daten auf demISP Interface empfängt. Im worst case werden diese Störungen als "Programmingenable" Befehl interpretiert und können dazu führen, dass die Daten in dennichtflüchtigen Speichern der CPU beschädigt oder gelöscht werden.

Die Versorgung des Analogteils erfolgt direkt aus +5V. Das Layout sollte eine eigeneLeitung zum Ausgang des Spannungsreglers haben.Für AVCC gibt es daher einen eigenen Blockkondensator:

C106 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

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4. CPS Interface

Der CPS (Crankshaft Position Sensor) ist ein Geber der eine bestimmte Anzahl Pulse proKurbelwellenumdrehung liefert. An einer definierten Stelle fehlen 1 oder 2 Pulse. Ausdiesem Signal kann die Firmware Position und Drehzahl der Kurbelwelle berechnen.

Das Interface ist für induktive Geber ausgelegt. Diese bestehen aus einer Spule die aufeinen Dauermagnet gewickelt ist und haben daher 2 Anschlüsse. Bewegt sich jetzt einStück ferromagnetisches Material auf den Geber zu wird in der Spule eine Spannunginduziert weil sich der magnetische Fluss im Magnet ändert. Bewegt sich das StückMaterial vom Geber weg passiert das gleiche, nur hat die induzierte Spannung jetztumgekehrtes Vorzeichen. Real sind es die Zähne eines Zahnrades oder einer Pinscheibedie am Geber vorbeilaufen. Das Signal ist symmetrisch und hat im Mittel keinenGleichspannungsanteil, die beiden Kabel vom Geber zum Steuergerät sollten dahermiteinander verdrillt werden.

Signal meines CPS mit einer Lücke von 2 Zähnen (bei 2500RPM)

Wie man sieht muss die fallende Flanke verwendet werden um auch an der Lückevernünftige Timings zu bekommen. Außerdem ist hier generell die Flankensteilheit imNulldurchgang höher.

Das Interface am Steuergerät hat einen symmetrischen Eingang. Zum Schutz vorStörungen und Spannungsspitzen befindet sich am Eingang ein Tiefpassfilter:

R201 = 1kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R202 = 1kΩ (+−5%, 250mW, 250V)C201 = Wima MKS2 (10nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

Grenzfrequenz des Filters:fc = 1 / (2 * π * (R201 + R202) * C201)fc = 1 / (2 * π * (1kΩ + 1kΩ) * 10nF) = 7.96kHz

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Hat das CPS−Zahnrad 30 Zähne und der Motor 10000RPM ergibt sich einePulsfrequenz von:fCPS,max = 10000 * 30 / 60 = 5kHzDa das Signal näherungsweise sinusförmig ist enthält es wenig relevante Oberwellen.=> OK

Das potentialfreie differentielle Eingangssignal muss jetzt zuerst auf 2.5V (also die Mitteder Versorgungsspannung der CPU) zentriert und mit einem differentiellen Offsetversehen werden. Letzteres ist nötig weil die Hysterese des Comparators sehr klein ist.Ansonsten würden schon kleine Störungen oder Rauschen versehentlich als gültigePulse erkannt werden. Dazu wird ein Spannungsteiler verwendet der gegenüberR201/R202 hochohmig ist:

R203 = 10kΩ (+−1%, 250mW, 250V)R204 = 10kΩ (+−1%, 250mW, 250V)

R205 erzeugt den Offset und muss der Spule im Geber angepasst werden:

Die Spule meines CPS hat einen Innenwiderstand von:RCPS = 700ΩMessungen haben ergeben, dass bei mehr als 10kΩ Last die Amplitude bei niedrigen Drehzahlen kaum geringer wird.

R205 = 10kΩ (+−1%, 250mW, 250V)

Der Offset muss für eine sichere Funktion deutlich größer sein als die Offsetspannungdes Comparators. Diese beträgt laut Datenblatt maximal:

UOffset,AC,max = 40mV

Der Offset durch R205 beträgt:

IR203 = 5V / (R203 + R204 + (R205 || (R201 + R202 + RCPS)))IR203 = 5V / (10kΩ + 10kΩ + 2.13kΩ) = 226µAUOffset,R205 = 5V − (IR203 * 1 * R203)UOffset,R205 = 5V − (226µA * 2 * 10kΩ) = 480mV=> OK

Messungen haben ergeben, dass die Amplitude bei Startdrehzahl (11V Batteriespannung) und 10kΩ Belastung des CPS schon ca. 1.5V beträgt.=> OK

Da der CPS bei maximaler Drehzahl sehr hohe Spannungen erzeugt, sind folgendeBegrenzungsdioden vorhanden:

D201 = Philips BZV85−C5V1 (5.1V, 1.3W)D202 = Philips BZV85−C5V1 (5.1V, 1.3W)

Der Leckstrom beträgt laut Datenblatt: 3µA@2V/25°C

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Ein Wert für höhere Temperaturen ist nicht spezifiziert weswegen auf die Daten anderer Zenerdioden zurückgegriffen wird:Für die Zenerdioden 1N47xxA ist spezifiziert, dass sich der Leckstrom bei 80% der nominalen Durchbruchspannung um Faktor 2 im Bereich 25°C bis 125°C erhöht.

Wenn man diesen Wert für die BZV85@2V anwendet, kommt man auf maximal 6µA. Bei den über 3V die der CPS bei Startdrehzahl an 10kΩ erzeugt hat sind das:Imin = 3V / 10kΩ = 300µA6µA wären also lediglich 2% des zur Verfügung stehenden Stroms.=> OK

Die maximal zulässige Spannung (Effektivwert) am CPS Eingang beträgt:PR201,max = IR201,max

2 * R201 = 250mWIR201,max = SQRT(250mW / R201) = 15.8mAUCPS,eff,max = UR,D201 + UF,D201 + IR201,max * 2 * R201UCPS,eff,max = 5.1V + 0.7V + 15.8mA * 2 * 1kΩ = 37.4V=> OK

Das so aufbereitete Signal wird dann dem Analogcomparator der CPU zugeführt. Vordem Comparatoreingang befinden sich noch 2 Widerstände da die Spannung an R205höher sein kann als die Versorgungsspanung der CPU. Sie dienen dazu, den Stromdurch die internen Klemmdioden der CPU zu begrenzen.Der erste Versuch mit 100kΩ (um den Strom duch die Klemmdioden zu minimieren) hatnicht funktioniert. Die benachbarten Pins PB1 und PB4 erzeugten dabei durchÜbersprechen Glitches auf den CPS Eingängen die zu zusätzlichen Interrupts führten. Eswird daher ein weiteres Tiefpassfilter mit der gleichen Grenzfrequenz wie dem amEingang verwendet:

R206 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R207 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)C202 = 1nF (+−10%, 16V, X7R) [SMD]

C202 ist im Schaltplan nicht eingezeichnet! Er muss zwischen den Pins CP+ und CP− inSMD Bauweise direkt am CPU−Sockel montiert werden.Durch die Platzierung von C202 direkt an der CPU sollte sichergestellt sein, dass keinetransienten Ereignisse den Analogcomparator erreichen.

Im Fehlerfall (Kabelbruch) ist durch den Spannungsteiler R203/R204/R205 und dendadurch erzeugten Offset am Eingang sichergestellt, dass das Steuergerät keinen Müllempfängt. Es wird dann keine Flanke mehr erkannt und der Motor geht sofort aus bzw.gar nicht erst an.

Patch 1Dieser Patch dient dazu die Hysterese am CPS Eingang zu erhöhen. Er wird je nach denBedingungen im Auto nicht zwingend benötigt, besteht aber lediglich aus 4 zusätzlichenBauteilen. Die Firmware muss für diesen Patch nicht modifiziert werden!

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Die Hysterese wird von IC201 erzeugt:

IC201 = National LMC6482AIN (Rail−to−Rail, −40 .. 85°C)

Die Widerstände R203, R204, R205, R206 und R207 behalten prinzipiell ihreursprüngliche Funktion. Durch IC201 wird die Vorspannung aber an der Schwelleumgepolt, d.h. es entsteht eine Hysterese die doppelt so groß ist wie der ursprünglichepositive Offset. Um etwa die gleiche Empfindlichkeit wie vorher zu erreichen, sollte daherder Wert von R203 und R204 verdoppelt werden:

R203 = 22kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R204 = 22kΩ (+−5%, 250mW, 250V)

Das Ausgangssignal wird an IC201A abgegriffen. Damit die Sache firmwarekompatibelbleibt wird dieses Signal jetzt als CP+ in den Analogcomparator gefüttert (der jetztprinzipiell auch durch einen digitalen Eingangspin ersetzt werden könnte). AlsGegenpotential wird mit R209 und R210 eine Spannung von 2.5V für CP− erzeugt.

R209 = 1kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R210 = 1kΩ (+−5%, 250mW, 250V)

C202 soll erhalten bleiben, daher ist R208 vorhanden:

R208 = 4.7kΩ (+−5%, 250mW, 250V)

R208 schützt den Ausgang von IC201A und die CPU. Da C202 im Ruhezustand auf 2.5Vgeladen ist entstehen an jeder Flanke am Ausgang von IC201A an CP− Spannungen von+−7.5V, R209/R210 wirken hier nicht als Strombegrenzung weil die parallel liegendenKlemmdioden der CPU jetzt leitend sind. Es ensteht also quasi ein Kurzschluss über dieKlemmdioden bis C202 auf 0V bzw. 5V umgeladen ist (die illegalen Ströme durch dieKlemmdioden können die CPU zum Absturz bringen). In diesem Fall würde IC201Aaußerdem rein kapazitiv belastet, was potentiell zu Unstabilität und Schwingen führenkönnte.

Anmerkungen für zukünftige Hardware V2.0 (nicht firmwarekompatibel): CP+ und CP− vertauschen damit die fallende Flanke am CPS auch der fallenden

Flanke des Analogcomparators entspricht (war eigentlich so gedacht => Designfehlerin Hardware V1.0)

Durch CP+ auf AIN0 eröffnet sich dann alternativ die Möglichkeit das CPS Signaldigital über INT2 entgegenzunehmen. R209 und R210 können dann entfallen und derAnalogcomparator kann abgeschaltet werden (stattdessen interner Pull−up an AIN1).Ein weiterer Vorteil dieser Lösung wäre die höhere Priorität des INT2 Interruptsgegenüber dem des Analogcomparators.

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5. TPS Interface

Der TPS (Throttle Position Sensor) ist ein Potentiometer an der Drosselklappenwelle.Damit misst das Steuergerät wie viel Gas der Fahrer gerade gibt, also den aktuellenLastzustand des Motors. Die originale Zündanlage hat für diesen Zweck statt demDrosselklappenwinkel den Saugrohrunterdruck verwendet.

Da der Schleifer des Potentiometers ein analoges Signal liefert, ist das TPS Interface anden ADC Multiplexer angeschlossen um den Wert zu digitalisieren.

Der Schleifer des Potentiometers wird an TPS1 angeschlossen. Die beiden Enden derWiderstandsbahn müssen so an TPS2 und TPS3 angeschlossen werden, dass dieSpannung am Schleifer beim Gasgeben höher wird. Das Potentiometer muss folgendenWiderstand haben:

RTPS = 2 .. 10kΩ

Am Eingang TPS1 befindet sich wieder ein Tiefpassfilter:

R302 = 1kΩ (+−1%, 250mW, 250V)C301 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)C301 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

Grenzfrequenz des Filters:fc = 1 / (2 * π * R302 * (C301 + C302))fc = 1 / (2 * π * 1kΩ * (100nF + 100nF)) = 796Hz

Durch den Widerstand des Potentiometers liegt die Grenzfrequenz für das eigentliche Sensorsignal niedriger:fc = 1 / (2 * π * (R302 + 0.5 * RTPS,max) * (C301 + C302))fc = 1 / (2 * π * (1kΩ + 0.5 * 10kΩ) * 200nF) = 133HzDieser Wert ist auch für schnelle Lastwechsel hoch genug.=> OK

Die Widerstandsbahn TPS2/TPS3 des Potentiometers ist über ein Tiefpassfilterangebunden:

Dadurch wird +5V nicht direkt auf die Schnittstelle gelegt (aus EMV−Gründen).

R301 = 100Ω (+−1%, 250mW, 250V)L301 = Epcos B78108S1102K (1µH+−10%, 100V, 160mΩ, 1.2A, −55 .. 125°C)

Damit ergibt sich eine Grenzfrequenz mit C703/C704 von:fc = 1 / (2 * π * SQRT(L301 * (C703 + C704)))fc = 1 / (2 * π * SQRT(1µH * (47µF + 47µF)))fc = 16.4kHz

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Ab der Resonanzfrequenz der Elkos müssen C301/C302 den Job machen:fc = 1 / (2 * π * SQRT(L301 * 1 / ((1 / C301) + (1 / C302))))fc = 1 / (2 * π * SQRT(1µH * 50nF))fc = 712kHz

Ab ca. 5MHz geht auch dann nichts mehr, deswegen gibt es noch:

C303 = Wima FKP2 (1nF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)

C303 wirkt ab:fc = 1 / (2 * π * SQRT(L301 * C303))fc = 1 / (2 * π * SQRT(1µH * 1nF))fc = 5.03MHzund bis ca. 60MHz.

Was macht die Dämpfung (worst case mit C303):Q <= 0.5Q <= SQRT(1 / (L301 * C203)) * L301 / R301R301 >= SQRT(1 / (L301 * C303)) * L301 / QR301 >= SQRT(1 / (1µH * 1nF)) * 1µH / 0.5 = 63.2Ω=> OK

Verlustleistung von R301 bei Kurzschluss von TPS3 gegen Masse:IR301,max = 5V / R301 = 5V / 100 = 50mAPR301,max = 5V * IR301,max = 250mW=> OK

Als Referenzspannung für den ADC wird die Versorgungsspannung verwendet, dahermuss die Toleranz der Versorgungsspannung hier nicht berücksichtigt werden weil sie beider Messung automatisch kompensiert wird.

Damit genug Werte für die Lastdimension des Kennfeldes zur Verfügung stehen, muss das TPS Signal mit mindestens 8Bit abgetastet werden. Der ADC kann auf dem Papier 10Bit und auch mit Störungen etc. sollten am Ende die 256 Lastwerte zu unterscheiden sein. Falls doch nicht,wird lediglich der benachbarte Wert im Kennfeld verwendet was auf jeden Fall keinen Schaden anrichtet.=> OK

Bei Überspannung am TPS Interface begrenzt eine Zenerdiode die Spannung am ADC−Eingang:

D301 = Philips BZV85−C6V2 (6.2V, 1.3W)

Der Leckstrom ist spezifiziert mit:IR,D301,max <= 2µA@3V/25°CIn welcher Größenordnung liegt dann der zu erwartende Messfehler:UFehler = IR,D301,max * 0.5 * RTPS,max + R301UFehler = 2µA * 0.5 * 3.3kΩ + 100Ω = 3.4mV1LSB@5V/8Bit = 19.5mV=> OK

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Damit D301 im Normalbetrieb nicht in der Nähe der Durchbruchspannung arbeitet (derLeckstrom steigt dann stark an) erfolgt die Begrenzung erst bei Spannungen jenseits der+5V Versorgung. Um den Strom durch die internen Klemmdioden der CPU zu begrenzenist der folgender Widerstand vorhanden:

R303 = 10kΩ (+−1%, 250mW, 250V)

Zusammen mit C301 und C302 bildet R303 die Quelle für die Sample&Hold Einheit des ADC. Deren Innenwiderstand soll laut Datenblatt nicht höher als10kΩ sein damit der Hold−Kondensator des ADC rechtzeitig voll wird.=> OK

Der Strom durch die internen Klemmdioden der CPU beträgt dann bei 7V anD301 im worst case:I = (7V − 5V) / 10kΩ = 200µA=> OK

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6. Interface für Endstufe

Hier wird die Endstufe angeschlossen. Mit dem Signal OUTPUT wird das Laden derZündspule und der Zündzeitpunkt gesteuert.

Ein Tiefpassfilter begrenzt die Flankensteilheit des Ausgangssignals. AVR CPUs die im0.35µm Prozess hergestellt sind haben sehr hohe Flankensteilheiten an den I/O Pins.Ohne Filter oder Impedanzanpassung können nur wenige Zentimeter überbrückt werdenbevor die Reflexionen inakzeptabel werden. Mit derartigen Frequenzen auf einemmehrere Meter langen Kabel als Antenne würde die Zündanlage vermutlich auch keineEMV−Prüfung bestehen. Der Widerstand darf nicht zu hoch sein, damit die Endstufesicher durchgesteuert wird:

R401 = 100Ω (+−5%, 250mW, 250V)C401 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

Grenzfrequenz des Filters:fc = 1 / (2 * π * R401 * C401)fc = 1 / (2 * π * 100Ω * 100nF) = 15.9kHzDie Durchlaufzeit des Signals durch den Filter und die Endstufe werden beim Kalibrieren des Steuergeräts kompensiert. Damit das mit einem festenWert funktionieren kann, muss die Phasenverschiebung der Filter konstant sein, d.h. bei maximaler Drehzahl muss noch ausreichend Abstand zur Grenzfrequenz bestehen. Bei einer Drehzahl von 10000RPM ergibt sich eine Periodendauer von:fCPS,max = 10000 / 60 = 167Hz=> OK

Die Flankensteilheit des Signals wird durch die Filter reduziert. Ein Schmitt−Trigger in der Endstufe sorgt dafür, dass die Flankensteilheit des Eingangssignals keinen Einfluss auf die Flanke an der der Zündspule hat.=> OK

Ein weiterer Widerstand sorgt dafür, dass der Filter auch in die andere Richtungfunktioniert:

R402 = 100Ω (+−5%, 250mW, 250V)

Eine Zenerdiode schützt die CPU bei Überspannnung von außen:

D401 = Philips BZV85−C5V1 (5.1V, 1.3W)

Die internen Klemmdioden der CPU dürfen nach Datenblatt mit maximal 40mA belastet werden, d.h. an D401 darf maximal folgende Spannung entstehen:UD401,Limit = 5V + 40mA * R401UD401,Limit = 5V + 40mA * 100Ω = 9VNach Datenblatt hat D401 bei ihrem maximal zulässigen Spitzenstrom eine Spannung von:UD401,max = 9.2V@54.3A

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D401 ist also bis nahe an ihr Limit noch wirksam. Da dieser Strom durch R402 fließen muss, enspricht das einer Spannung der äußeren Störung von:U = 54.3A * 100Ω = 5.43kVDa fliegen einem also vorher sicher andere Sachen um die Ohren bevor dieCPU was abkriegt.=> OK

Wird der Ausgang kurzgeschlossen fließt maximal folgender Strom:

I = 5V / (R401 + R402) = 5V / 200 Ω = 25.0mADurch den Strom bricht allerdings die Treiberspannung zusammen, nach Datenblatt auf minimal 4.2V. Bei 4.5V ergibt sich:I = 5V / (R401 + R402) = 5V / 200 Ω = 22.5mADadurch wird die CPU nicht beschädigt.=> OK

Das Eingangssignal LIMIT wird von der Endstufe normalerweise mit ca. 100Ω ... 200Ωauf Masse gezogen. Wird der maximal zulässige Primärstrom der Zündspuleüberschritten lässt die Endstufe das Signal LIMIT los (Open collector). Der Pull−upWiderstand:

R405 = 2.2kΩ (+−1%, 250mW, 250V)

zieht es dann auf den aktiven Zustand. Im Fehlerfall (Kabel nicht angeschlossen odergebrochen) sieht das Steuergerät das Signal LIMIT also als dauerhaft aktiv und kann aufdas Notprogramm umschalten.

Hinweis:Soll eine Endstufe verwendet werden die dieses Signal nicht erzeugen kann, muss alsoeine passende Firmware für das Steuergerät verwendet werden. Das Signal einfach aufMasse zu legen ist nicht die richtige Lösung weil ggf. eine andere Strategie zum Ladender Zündspule verwendet werden muss!

Der Rest der Schaltung ist prinzipiell gleich aufgebaut wie beim Signal OUTPUT:

R403 = 100Ω (+−5%, 250mW, 250V)R404 = 100Ω (+−5%, 250mW, 250V)C402 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)D402 = Philips BZV85−C5V1 (5.1V, 1.3W)

Durch diesen Aufbau ist es möglich, den Port LIMIT auch als Ausgang zu verwenden fallszwei Spulen angesteuert werden sollen. Dazu werden natürlich zwei Endstufen und eineandere Firmware für das Steuergerät benötigt. Der Pull−up Widerstand R405 sollte dannnicht bestückt werden.

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7. Interface für Frontpanel

Auf dem Frontpanel befinden sich außer dem Display (das hat ein eigenes Interface)noch folgende Komponenten:

RS232 Schnittstelle 3 Tasten für die Bedienung 1 Taste zum aktivieren des Bootloaders für Firmwareupdates

Die RS232 Schnittstelle ist über einen Pegelwandler mit integrierten Spannungswandlernangebunden:

IC501 = Maxim MAX232AEPE (2 Treiber, 2 Empfänger, −40 .. 85°C)

Für die integrierten Ladungspumpen werden laut Datenblatt die folgenden 4Kondensatoren benötigt:

C505 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)C506 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)C507 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)C508 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

Der zweite Treiber ist auf Masse gelegt und sein Ausgang wird als DSR Signalverwendet.

Die Tasten sind über Tiefpassfilter angebunden um Störungen von der CPU fernzuhalten:

R501 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R502 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R503 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R504 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)C501 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)C502 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)C503 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)C504 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

Um Störungen noch besser zu unterdrücken sind den Pull−up Widerständen der CPUnoch externe parallelgeschaltet:

R505 = 100kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R506 = 100kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R507 = 100kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R508 = 100kΩ (+−5%, 250mW, 250V)

Die RS232 Schnittstelle und die Tasten werden über folgenden Stecker angeschlossen:

CON501 = IDC Pfostenstecker (16 polig mit Kodierung)

Da genügend freie Pins vorhanden waren liegt jeder zweite Pin auf festem Potential. Dadurch wird das Übersprechen minimiert.

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8. Interface für Display

Auf das Display Interface muss besonders geachtet werden. Es soll einerseits schnellsein um eine hohe Transferrate zu erzielen, d.h. die Sache muss niederohmig sein,andererseits sollen Störungen von außen unterdrückt und eine übermäßige Abstrahlungvermieden werden.

Als Display kommt zum Einsatz:

Display = Noritake CU20025ECPB−W1J (VFD, 2x20char, −40 .. 85°C)

Der Controller versucht einen Hitachi HD44780 zu emulieren, das kriegt eraber nicht wirklich hin. Man sollte also den Treiber lieber neu schreiben, schon deswegen weil sonst die Zusatzfunktionen wie Helligkeitsregelung und Hard−Reset nicht nutzbar sind.

Das Display wird über folgenden Stecker angeschlossen:

CON601 = IDC Pfostenstecker (14 polig mit Kodierung)

Hinweis:Der Jumper für die Resetkonfiguration muss am Display passend gesetzt sein (/RST auf Pin 2), sonst funktioniert die Helligkeitsregelung nicht.

Für längere Leitungen ist das Interface dieses Displaycontrollers nicht ausgelegt, es gibt weder Impedanzanpassung noch Terminierung. Auch keine Masse zwischen den Signalleitungen auf dem Kabel und damit keinedefinierte Impedanz des Kabels.Wegen der hochfrequenten Signale darf das Kabel zum Display daher maximal 10cm lang sein!Das Display befindet sich bei diesem Steuergerät in der Frontplatte direkt neben der Hauptplatine.=> OK

Das Interface besitzt 4 unidirektionale Steuerleitungen (/RST, RS, RW, E). Im Steuergerätwerden Tiefpassfilter benutzt um die Flankensteilheit zu begrenzen:

Die Flankensteilheit der Steuersignale ist bei diesem Display nur für das Signal E als nach oben begrenzt definiert:tr = tf <=10ns (beim HD44780 waren es noch 25ns)Für 10 .. 90% werden ca. 2.2 * τ benötigt, der Widerstand soll 1kΩ betragen. Damit ergibt sich folgende Kapazität:τ = R * Ctr = 2.2 * τC = tr / (2.2 * R)C = 10ns / (2.2 * 1kΩ) = 4.55pF10cm Kabel und der Eingang des Controllers zusammen werden schon ca. 20pF zustandebringen, d.h. der Kondensator darf nicht bestückt werden:

C602 = nicht bestückt

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und der Widerstand muss reduziert werden:R = tr / (2.2 * C)R = 10ns / (2.2 * 20pF) = 227Ω

R602 = 220Ω (+−5%, 250mW, 250V)

Für RS und RW muss ein Wert gewählt werden der noch eine akzeptable Transferrate erlaubt. Um das 2x20 Display 1000mal pro Sekunde updatenzu können (damit nichts flackert) ist eine Transferrate von ca. 40kByte/s nötig: 40kByte/s => 40kHz Periodendauer. Damit die Signale auch noch halbwegs rechteckförmig ankommen nehmen wir hier Faktor 10 mehr:400kHz => 2.5µs ZykluszeitDamit das Protokoll alles hinbekommt sollte die Flankensteilheit hier nicht höher als 1µs sein. Mit dem Wunschwiderstand 1kΩ ergibt sich:τ = R * Ctr = 2.2 * τC = tr / (2.2 * R)C = 1µs / (2.2 * 1kΩ) = 455pF

R601 = 1kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R603 = 1kΩ (+−5%, 250mW, 250V)C601 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)C603 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)

Das Signal /RST wird für die Datenübertragung nicht benötigt, es darf daher langsamer sein wodurch die Störfestigkeit erhöht wird. Für ca. 250µs ergibt sich:τ = R * Ctr = 2.2 * τC = tr / (2.2 * R)C = 250µs / (2.2 * 1kΩ) = 117nF

R604 = 1kΩ (+−5%, 250mW, 250V)C604 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

Für die Datenleitungen wird die gleiche Geschwindigkeit benötigt wie für RS und RW.Allerdings ist der Datenbus bidirektional, daher kommen hier T−Filter zum Einsatz um dieTreiber des Displays nicht extrem kapazitiv zu belasten. Alle Widerstände werden in 2Arrays zusammengefasst:

IC601 = Bourns 4116R−102LF (1kΩ+−2%, 100V, −55 .. 125°C)IC602 = Bourns 4116R−102LF (1kΩ+−2%, 100V, −55 .. 125°C)C605 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)C605 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)C605 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)C605 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)C605 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)C605 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)C605 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)C605 = Wima FKP2 (330pF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)

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9. Interface zum Fahrzeug

Hinweis:Alle von außen zugänglichen Signale des Steuergeräts sind kurzschlussfest gegenMasse. Im Gegensatz dazu können illegale Verbindungen zur Batteriespannung dasSteuergerät zerstören!

Das Interface zum Fahrzeug umfasst folgende Signale: Stromversorgung (Klemme 15, Klemme 31) CPS (Sensor für Drehzahl und Kurbelwellenposition) TPS (Drosselklappenpotentiometer) Endstufe (OUTPUT, LIMIT)

Und optional: Standlicht/Schlusslicht (Klemme 58)

Brennt das Licht kann die Firmware die Helligkeit des Displays reduzieren. Wird dieseFunktion nicht benötigt kann der Eingang auch direkt auf Masse oderBatteriespannung gelegt werden.

Warnlampe (LED gegen Masse im Cockpit)Kann von der Firmware für verschiedene Zwecke verwendet werden, z.B. um einenFehler oder den geeigneten Zeitpunkt zum Schalten anzuzeigen.

Geber für Öldruck (OPS) und Öltemperatur (OTS)Diese Werte können dann auf dem Display angezeigt werden und es sind keineZusatzinstrumente mehr nötig. Wird diese Funktion nicht benötigt können die Eingängeauch direkt auf Masse gelegt oder offen gelassen werden werden.

Das Signal WARN verfügt über einen bidirektionalen Tiefpassfilter der gleichzeitig denVorwiderstand für die LED darstellt:

R801 = 220Ω (+−5%, 250mW, 250V)R802 = 220Ω (+−5%, 250mW, 250V)C801 = Wima MKS2 (470nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)

Grenzfrequenz des Filters:fc = 1 / (2 * π * R801 * C801)fc = 1 / (2 * π * 220Ω * 470nF))fc = 1.54kHz

Damit werden Störungen von außen gedämpft und die Flankensteilheit des ausgehendenSignals begrenzt. Zum Schutz vor Überspannung gibt es noch eine Zenerdiode:

D801 = Philips BZV85−C5V1 (5.1V, 1.3W)

Es ergibt sich ein Strom für eine rote LED von:

UF,LED = 2,5VILED = (5V − IF,LED) / (R801 + R802)ILED = (5V − 2.5V) / (220Ω + 220Ω) = 5.68mADieser Strom ist für die von mir verwendete LED ausreichend.=> OK

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Das Signal /LIGHT wird aus Klemme 58 gewonnen. Klemme 58 führt Batteriespannungwenn das Licht eingeschaltet ist. Da Klemme 58 auch bei ausgeschalteter ZündungStrom führen kann (Standlicht) reicht es nicht, nur den Pegel anzupassen. Es muss auchverhindert werden, dass Strom in die nicht versorgte CPU fliesst. Dazu wird folgendeSchaltung verwendet:

R803 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R804 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)C802 = Wima MKS2 (100nF+−10%, 63V, −55 .. 100°C, PET)D802 = Philips BZV85−C6V2 (6.2V, 1.3W)T801 = Fairchild BC557A (45V, 100mA)R805 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)

R803/C802 bilden ein Tiefpassfilter mit folgender Grenzfrequenz:fc = 1 / (2 * π * R803 * C802)fc = 1 / (2 * π * 10kΩ * 100nF))fc = 159Hz

R804 begrenzt den Basisstrom beim Einschalten.

T801/R805 erzeugen das Signal /LIGHT. Da T801 ein PNP Transistor ist, kann kein Strom von seiner Basis in die CPU oder die +5V Versorgung fließen.

D802 sorgt jetzt noch dafür, dass die Emitter/Basis−Spannung von T801 nicht zu hoch wird aber bei eingeschaltetem Licht kein Basisstrom fließen kann (die CPU das Signal /LIGHT also aktiv sieht).

Die OPS− und OTS−Signale müssen noch für den ADC aufbereitet werden:

Beide Sensoren müssen vom Steuergerät gespeist werden um ihren Widerstand messen zu können. Dazu wird wie beim TPS die gefilterte +5V Versorgung verwendet:

C901 = Wima FKP2 (1nF+−5%, 100V, −55 .. 85°C, PP)L901 = Epcos B78108S1102K (1µH+−10%, 100V, 160mΩ, 1.2A, −55 .. 125°C)

Zum Schutz gegen Überspannung gibt es an jedem Eingang eine Zenerdiode:

D901 = Philips BZV85−C5V1 (5.1V, 1.3W)D902 = Philips BZV85−C5V1 (5.1V, 1.3W)

Beide Signale werden über einen Tiefpassfilter gemessen:

R902 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)R906 = 10kΩ (+−5%, 250mW, 250V)C902 = Rubycon 50YXF10MY0511 (10µF+−20%, 50V, −40 .. 105°C, Alu)C903 = Rubycon 50YXF10MY0511 (10µF+−20%, 50V, −40 .. 105°C, Alu)

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Die Zeitkonstante beträgt:τ = 10kΩ * 10µF = 100msDas ist schnell genug für die Anzeige auf dem Display.=> OK

Der OPS hat einen Widerstandbereich von:0bar: 10Ω5bar: 184ΩDamit ein ausreichender Spannungshub entsteht, darf der Vorwiderstand nicht zu groß sein:

R901 = 220Ω (+−1%, 250mW, 250V)

Für den ADC muss der gemessene Wert um Faktor 2 verstärkt werden:

IC901A = National LMC6482AIN (Rail−to−Rail, −40 .. 85°C)R903 = 10kΩ (+−1%, 250mW, 250V)R904 = 10kΩ (+−1%, 250mW, 250V)

Patch 2Der von mir verwendete OPS (VDO 360−081−030−002C) enthält offenbar elektronischeKomponenten und benötigt einen Mindeststrom um korrekt zu funktionieren. DerMindeststrom wird bei Speisung mit 5V/220Ω nicht im ganzen Messbereich eingehalten(dieses Verhalten ist bei den technischen Daten im Katalog nicht spezifiziert und wurdedeswegen beim Design von Hardware V1.0 nicht berücksichtigt).Dieser Patch ermöglicht es, diesen und vergleichbare OPS zu verwenden. Er funktioniertprinzipiell mit unmodifizierter Firmware, die Genauigkeit ist dann allerdings reduziert weilSpannungsschwankungen der Batterie nicht berücksichtigt werden. Optimal wäre fürdiesen Patch eine angepasste Firmware zu verwenden die den Öldruck aus Messwertund Batteriespannung berechnet.

Um den korrekten Sensorstrom zu ermitteln wurde das von VDO zur Anzeigevorgesehene Analoginstrument vermessen. Dazu wurde eine Versorgungsspannung von14V angelegt und mit Widerständen der OPS simuliert:

Widerstand OPS Strom Spannungan Instrument

InnenwiderstandInstrument

0Ω 102mA 14.0V 137Ω

10Ω 93mA 13.1V 141Ω

120Ω 45mA 8.60V 191Ω

177Ω 35mA 7.81V 223Ω

Um den Sensorstrom zu erhöhen wird als erstes die Speisung statt an 5V an dieVersorgungsspannung hinter dem Eingangsfilter angeschlossen. Der Wert von R901passt ganz gut und kann beibehalten werden. Durch die jetzt höhere Verlustleistung anR901 muss dieser allerdings durch eine leistungsfähigere Ausführung ersetzt werden:

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Verlustleistung (worst case, dauerhaft):UBatt = 15V, Sensor = 0ΩIR901 = UBatt / R901 = 15V / 220Ω = 68.2mAPR901,max = UBatt * IR901 = 15V * 68.2mA = 1.02W

R901 = 220Ω (+−1%, 1W, 250V)

Wie man sieht ist der Innenwiderstand des Instruments aber nicht konstant, sondern wirdmit steigender Spannung am Instrument niedriger. Um diesen Effekt auch beim OPS−Interface des Steuergeräts zu erreichen wird R901 ein Bypass aus einer Zenerdiode undeinem Widerstand parallel geschaltet:

D903 = Philips BZV85−C7V5 (7.5V, 1.3W) R910 = 180Ω (+−1%, 0.5W, 250V)

Ströme und Innenwiderstand OPS Interface:14.0V: 99.7mA 140Ω13.1V: 90.7mA 144Ω8.60V: 45.2mA 190Ω7.81V: 37.2mA 210ΩDie Werte entsprechen jetzt denen des Originalinstruments mit einer Abweichung von unter 5%.=> OK

Maximale Strom durch den Bypass:UBatt = 15V, Sensor = 0Ω ID903,R910 = (UBatt − UD903) / R903 = (15V − 7.5V) / 180Ω = 41.7mAMaximale Verlustleistungen:PD903,max = UD903 * ID903,R910 = 7.5V * 41.7mA = 313mWPD903,max = (UBatt − UD903) * ID903,R910 = (15V − 7.5V) * 41.7mA = 313mW=> OK

Die Spannung an der Schutzdiode D901 ist jetzt höher, d.h. ihre Spannung mussangepasst werden:

Maximale Spannung (im Betrieb):UBatt = 15V, Sensor = 200ΩUD901,max = UBatt * 200Ω / (200Ω + R901) = 15V * 200Ω / (200Ω + 220Ω)UD901,max = 7.14V

D901 = Philips BZV85−C7V5 (7.5V, 1.3W)

Maximale Verlustleistung ohne Sensor (worst case, dauerhaft):UBatt = 15VID901 = UBatt − UD901 / R901 = 15V − 7.5V / 220Ω = 34.1mAPD901 = UD901 * ID901 = 7.5V * 34.1mA = 256mW=> OK

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Um wieder zurück in den Messbereich von IC901A zu kommen wird der WiderstandR909 hinzugefügt:

R909 = 22kΩ (+−1%, 250mW, 250V)

Bei voller Aussteuerung ergibt sich am Eingang von IC901A:UD901,max * R909/ (R902 + R909) = 7.14V * 22kΩ / (10kΩ + 22kΩ) = 4.91VEtwas über der minimalen Versorgungsspannung von IC901A, aber für einen "just for Display" Messwert ist das vertretbar. Der maximale Druck liegt außerdem nur sehr selten an.=> OK

Die Verstärkung von IC901A kann damit jetzt auf 1 reduziert werden:

R904 = nicht bestückt

Maximaler Strom durch die Klemmdioden am Eingang von IC901A:

Worst case ist beim Einschalten ohne Sensor mit Überspannung am Eingang:UBatt,Limit = 18VUIC901A,Supply = 0VIIC901,Input,max = (UBatt,Limit − UIC901A,Supply) / (R901 + R902)IIC901,Input,max = (18V − 0V) / (220Ω + 10kΩ) = 1.76mALaut Datenblatt von IC901A sind maximal 5mA zulässig.=> OK

Der OTS ist laut Datenblatt ein NTC Widerstand ohne lineare Kennline.

Hier ein paar relevante Werte:20°C: 1.17kΩ30°C: 740Ω50°C: 322Ω150°C: 18.8ΩUm bei hohen Temperaturen noch eine akzeptable Auflösung zu bekommen wird als Anhaltspunkt für den Vorwiderstand der Wert bei 50°C verwendet:

R905 = 330Ω (+−1%, 250mW, 250V)

Um auch Temperaturen unter 50°C messen zu können ist der Verstärker hier anders dimensioniert:

IC901B = National LMC6482AIN (Rail−to−Rail, −40 .. 85°C)R907 = 10kΩ (+−1%, 250mW, 250V)R908 = 22kΩ (+−1%, 250mW, 250V)

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Damit beträgt die Verstärkung:G = 1 / (R908 / (R907 + R908))G = 1 / (22kΩ / (10kΩ + 22kΩ)) = 1.45

Das obere Limit für den messbaren Widerstand des Sensors liegt also bei:Maximale Spannung:UMess,max = 5V / G = 3.45VGemessene Spannung:UMess = 5V * RCTS / (RCTS + R905)

Damit ergibt sich:5V * RCTS = UMess * (RCTS + R905)5V * RCTS = UMess * RCTS + UMess * R9055V * RCTS − UMess * RCTS = UMess * R905(5V − UMess) * RCTS = UMess * R905RCTS = R905 * UMess / (5V − UMess)RCTS = 330Ω * 3.45V / (5V − 3.45V) = 735ΩEs können also Temperaturen ab ca. 30°C gemessen werden.=> OK

Das Interface verfügt über zwei Steckverbinder, einer für die Sensoren und einer für dierestlichen Anschlüsse:

CON801 = Molex Mini−Fit 5559 (6polig, mit Ohren, −40 .. 105°C) Bezeichnung: 39−01−2061 Kontakte: 39−00−0082 Gegenstück: 39−01−2060 Kontakte für Gegenstück: 39−00−0078

CON901 = Molex Mini−Fit 5559 (8polig, mit Ohren, −40 .. 105°C) Bezeichnung: 39−01−2081 Kontakte: 39−00−0082 Gegenstück: 39−01−2080 Kontakte für Gegenstück: 39−00−0078

Die Steckverbinder haben eine Verriegelung und Befestigungsohren für denGehäuseeinbau.

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Die Farben der Kabel entsprechen soweit möglich und genormt DIN 72551 und sind auchin [2] beschrieben:

Klemme 15: Schwarz [Plus hinter Zündschloss]Klemme 31: Braun [Masse]Klemme 58: Grau [Begrenzungs− und Kennzeichenleuchten]

Die Kabel der anderen Signale haben folgende willkürlich gewählten Farben (die Farbender Signale OUTPUT und LIMIT stimmen natürlich mit den an der Endstufe verwendetenüberein):

CPS: 2x Weiss [Kurbelwellenposition]TPS: 3x Orange [Drosselklappenposition]OPS: Gelb [Öldruck]OTS: Grün [Öltemperatur]OUTPUT: Gelb [Endstufe]LIMIT: Blau [Endstufe (Rückmeldung)]LED: Rot [LED im Cockpit]

CPS und TPS verwenden für alle Leitungen die gleiche Farbe weil keine anderen Farbenmehr zur Verfügung stehen (Kabel mit Ringen oder Streifen sind schwer aufzutreiben).

Pinbelegung der Stecker am Steuergerät:

Die Abbildungen sind von der Seite aus betrachtet von wo die Kabel eingesteckt werden.

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10. Stromverbrauch

Stromverbrauch der einzelnen Komponenten im worst case:

Stromversorgung 20mACPU 20mAProgrammiergerät 40mATPS Interface 2mAOPS Interface 22mAOTS Interface 15mAInterface Endstufe 20mARS232 Interface 50mADisplay 300mACockpit LED 20mA

−−−−−−−−−−−−−509mA

Der Spannungsregler IC701 liefert nominal 500mA. Der berechnete Wert ist akzeptabelvor dem Hintergrund, dass ein Programmiergerät nur für Entwicklungszwecke verwendetwird. Außerdem verbraucht das Display den maximalen Strom nur kurz während desEinschaltens, danach sinkt der Strom um ca. 150mA.

Trotzdem wird die Kühlung für 500mA ausgelegt:

Maximale Verlustleistung an IC701:PIC701,max = 15V * 500mA = 7.5W

Um die entstehende Wärme abzuführen wird IC701 an das Metallgehäuse desSteuergeräts geschraubt:

Der Wärmewiderstand des Radiogehäuses ist nicht bekannt, gefühlsmäßig sollte es diese Verlustleistung aber abführen können ohne zu heiß zu werden.

Sollte das nicht der Fall sein und IC701 zu heiß werden greift seine thermische Schutzschaltung. Die 5V Versorgung bricht dann zusammen und der Motor bleibt stehen, das Steuergerät wird aber nicht beschädigt.=> OK

11. Quellen

[1] http://www.oliverbetz.de/quarz/quarz.htm[2] http://www.dafclub.de/pdfs/Bosch.pdf

EOF

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