Einführung in die Elektronik für Physiker · Multivibrator Die Astabile Kippschaltung hat 2 quasistabile Zustände. Der Wechsel zwischen den Zuständen vollzieht sich wie beim Zurückkippen

Hartmut Gemmeke Forschungszentrum Karlsruhe, IPE [email protected] Tel.: 07247-82-5635

Einführung in die Elektronik für Physiker

10. Anwendung der Transistorschaltungen

Verstärker mit Emitterfolgerausgang Spannungsstabilisiertes Netzgerät Temperaturkompensation des Arbeitspunktes Rückkopplung: RC-Oszilator, Kippschaltungen Darlingtonschaltung, A-, B- und AB-Endstufen Konstantstromquelle - Stromspiegel Bandbreitenbegrenzung der Emitter- und Basis-Schaltung (Millereffekt) Kaskodeschaltung

Aufgabe: Verstärker mit Ausgang, der 50 ! Kabel treiben kann 1.  Strom-gegengekoppelte Emitterschaltung als Verstärker, wie diskutiert in 9.14 2.  Gleichstromkopplung zwischen Verstärker und Emitterfolger-Endstufe

3. 

4. 

5. 

6. 

7. 

8.  Nun Vergleich mit einer SPICE-Analyse

30.11.2009 Hartmut Gemmeke, WS2009/2010, Einführung in die Elektronik, Vorlesung 10 2

Verstärker mit Emitterfolgerausgang

!

rB2 =mUTIE

" # =40mV7,5mA

" 100 = 500$ (# =100)

!

Za2 =Za1+rB2

"2=17#, Za1 = RC

$ ser. Abschluss : Za2 +Ra = 50#

!

!

Ze2 = "2 # RE (Ra+Z0)( ) =100 # 300 83( ) = 6,5k$

!

Vu = "1,2k# Ze2220#

$Z0

Z0+Ra= "4,6 $ 0,6 % "2,8

!

ohne Emitterfolger :Vu = "1,2k# 50#

220#= "0,23

und kein serieller Abschluß $ Reflektionen!

Vu1 = "RCRE

# 5,4 Ze1 = $1 % RE1

Zwei RC-Hochpassfilter:

!1=1/(C1"Ze1||R1||R2) =(20nF"4,7k#)-1 und

!2=1/(C2"(Za2+Ra+RL) = (1!F"100#)-1


Verstärker mit Emitterfolgerausgang (SPICE)

Zwei RC-Hochpassfilter:

$1=1/(2%C1"Ze1||R1||R2) =(2%"20nF"4,7k#)-1=1,7kHz und

$2=1/(2%C2"(Za2+Ra+RL) = (2%"1!F"100#)-1=1,6kHz, bzw. $=2.6kHz seriell beide Filter, siehe Vorl.14.14

Messgröße Näherung Spice vu1 -5,4 -5,2

vu1 mit RL50 " -0,23 -0,21

vu -2,8 -2.5


Spannungsstabilisiertes Netzgerät mit Emitterfolger

!

Ue" =Ue0 # 2UD #

UBr2

aber auch Ue0 hängt von Ia ab

Ua =UZ #UBE = 6,8V #

0,6:

0,8

$

%

& & &

'

(

) ) ) * 6V

Für Emitterfolger gilt : Za =rBE +rz

+RL, Annahme + =100

sei Ia = 6 #12mA, IB = Ia /+

rBE =m,UTIB

- rBE *40 mV

0,06 bis 0,12 mA* 330 # 660. >> rz *12.

- Za = 3,4 # 6,7 . *m,UTIa

! (d.h. unabhängig von +)

/Ua(Ue) =rz

rz+R2, /Ue =

121,5k.

,/Ue=1

125, /Ue

Schalter zur Bestimmung von Za

Ue0

Ua

Verbessertes Glättungsverhalten nach Grätz-Gleichrichter durch linearen Längsregler und Zenerdiode als Referenz

Problem: kein hoher Wirkungsgrad (< 30%), insbesondere bei niedrigen Spannungen

-> geschaltete Spannungsversorgungen


Spannungsstabilisiertes Netzgerät (SPICE)

!

Ue" =Ue0 # 2UD #

UBr2

,Ua $UZ # 0,7V

Za $ 3,4 bis 6,7 % $m&UTIa

! (d.h. unabhängigvon ')

(Ua(Ue) =rz

rz+R3& (Ue $

121,5k%

&(Ue=1

125& (Ue

Problem: kein hoher Wirkungsgrad, insbesondere bei niedrigen Spannungen

-> geschaltete Spannungsversorgungen

!

Ue"

!

Ua

!

"Ua

"Ue

#2,7318

#1118

!

Ue"

!

Ua


Temperaturkompensation des Arbeitspunktes I •  Problem: realer Transistor

–  Ersatzschaltbild für die Basis-Emitter-Spannungsdrift –  Z.B. Emitterschaltung mit vu = -150

•  Lösung: Basis-Stromquelle zur Basisstromdefinition: z.B. großer Widerstand zur Definition des Arbeitspunktes: Wahl R = ß.RC, da IC # ß.IB wird $UBE nicht mehr verstärkt:

•  Behebt Hauptquelle der Temperaturabhängigkeit, aber es bleibt: –  (&ß/&T)/ß = 1%/K und –  Exemplarstreuung von UBE

!

"UBE"#

$ 2 % 2,5mV /K

&"UC"#

= vu ' %2mVK

(

) *

+

, - =

300 mVK

!

.T = 20°/ 6V !!!

!

IB =U+"UBE

R# $IB = "$UBE /R

# "$UC = "%& $IB&RC = %& RC & $UBE /R = $UBE

U+

C

E

B

R RC

2 mV °K

B

!"

C

E


Temperaturkompensation des Arbeitspunktes II Besser: Arbeitspunktstabilisierung durch Gleichstromgegenkopplung •  Trick: nur für Wechselspannungen ! < !1 sehr niedrige Verstärkung

–  wenig Offset- bzw. Gleichstromdrifts –  Für Einzelpulse oder Wechselspannung über kapazitive

Brücke ! > !2 hohe Verstärkung (Ausschaltung der Gleich-stromgegenkopplung mit einem Kondensator)

!

RE " ZE = RE1

j#CE=

RE1+ j# RECE

unterhalb #1 =1

RECERE > ZE >

RE2: Vu$

% $RCRE

z.B.% 4

oberhalb # 2 >#1 : ZE =RE

1+ j# /#1

%RE

# /#1

, "=1/S" für# =# 2 = S& RE & #1

Vu~= $

RCZE

#>#2' ( ' ' ' $RC&#2RE&#1

= $S& RC

)Ua)*

= 42mVK

( mit U+ + 6V :)Ua)*

/Ua % 0,1%!!!


Rückkopplung

•  vu0 = Übertragungsfaktor (Leerlaufverstärkung) k = Rückkoppelfaktor vu0%k = Schleifenverstärkung

•  Gegenkopplung ' vu0 % k < 0 ( gegenphasig •  Anwendungen: Arbeitspunktstabilisierung

Stabilisierung des Übertragungsverhaltens (Temperatur-, Exemplarstreuung, ...) Verbesserung der Linearität, Bandbreite, ...

Erzeugung nichtlinearer Übertragungsfunktionen •  Mitkopplung ' vu0 % k > 0 ( gleichphasig •  Anwendungen: Beschleunigung von Schaltvorgängen

vu0 " k ) 1: Selbsterregung (Oszillator) k = k(!) mit k(!0) % vu=1 sonst < 1 selbsthaltende Schaltungen: Schmitt-Trigger, Spitzenwertgleichrichter

!

ua = vu0 " (ue + k " ua), ua = ue "vu0

1#k "vu0

•  Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung •  RC-Phasenschieber mit 180° Phasendrehung für:

für den Schwingfall muss vu= -29 bzw. k.vu =1 sein (über R4 einstellbar) •  Für ! > !0 ist die Phasenverschiebung zu klein •  Für ! < !0 ist die Verstärkung zu klein


RC-Oszillator

!

ua = ue "vu0

1#k"vu0

C C C

C1R R

R3R1

R2R4

Uv

ua~ua0 sin(!0.t)u2

u1

!

R1 R2 rB " R und #$ =180° für :

% =%0 =1

6 RC siehe Vorl. 6.11

dann ist k(%0) =u2u1

= &1/29

k' vu > 0 wenn %0 >%2 = S /C1

vu"= &

('R4rB


Kippschaltungen

•  Def.: Kippschaltungen = digitale Schaltungen mit sprunghaftem Übertragungsverhalten, verursacht durch Rückkopplung.

•  2 stabile oder quasi-stabile Zustände

•  Aufbau mit gesättigten Transistorschaltern

Kippschaltung Name Koppelglied 1 Koppelglied 2 Anwendung(a) Bistabil Flip-Flop R R Speicher(b) Monostabil Mono-Flop R C Impulserzeugung(c) Astabil Multivibrator C C Takterzeugung


Bistabile Kippschaltung (RS-Flip-Flop) Symmetrischer Flip-Flop hat zwei

stabile Zustände (R2 >> R1) •  Positiver Puls an S (set)

(  Transistor 1 wird leitend mit großem Spannungsabfall an R1 und Q geht nach 0.

(  T2 wird gesperrt, kein Strom fließt und Q geht nach 1 und T1 bleibt leitend bis ein Puls an R (reset) die Situation umkehrt.

•  Die Eingangspulse müssen so lang sein, dass T1 sicher auf Q = 0 oder 1 über die involvierten Verzögerungs-Zeiten von T2 gehalten wird.

•  Die Dioden trennen die Basis von T1,2 von den Eingängen S,R. Andernfalls würden T1 und T2 am Ende der Pulse gesperrt.


Univibrator (Mono-Flop, one-shot) Monostabile Kippschaltung

2 Zustände: stabiler und quasistabiler Zustand

1.  Ruhezustand: T2 wird über R2 in die Sättigung gezogen, ( großen Spannungsabfall an R4, Ua)0 und T1 ist gesperrt.

2.  Ein kurzer positiver Puls an D macht T1 leitend und es entsteht ein negativer Puls, der über C an die Basis von T2 weitergegeben wird.

3.  T2 wird gesperrt und Ua geht von 0 auf Uv und die Mitkopplung über R3 hält T1 im leitenden Zustand.

4.  Der Kondensator C wird über R2 entladen und nach der Zeit-konstante * = CR2ln2 wird T2 wieder leitend Ua=0 und T1 gesperrt. -> Ua hat Pulslänge *+


Multivibrator

Die Astabile Kippschaltung hat 2 quasistabile Zustände. Der Wechsel zwischen den Zuständen vollzieht sich wie beim Zurückkippen des Univibrators. Die involvierten Zeitkonstanten ergeben sich zu: *1 = C1R2 ln2 und *2 = C2R3 ln2


Leistungsverstärker: Emitterfolger im A-Betrieb •  Maximale Ausgangsspannung (Spannungsverstärkung vu)1)

–  Aussteuerungsgrenze, wenn kein Strom durch den Transistor fließt Ua min = - UB*RL/(RL+RE) = - Ua0max (für sinusförmige Ansteuerung )

•  Maximale Ausgangsleistung –  Die an RL abgegebene Leistung beträgt:

•  Von der Schaltung aufgenommene Gesamtleistung Pges= PTr+PRE+PRL

•  Wirkungsgrad , = PRLmax/Pges= 1/16 = 6,25% !!! –  Strom durch den Transistor ist nie 0 und Gesamtleistung ist unabhängig von der Signalhöhe konstant

!

PRL =Ua0

2

2RL

"1

2RL

#UBRL

RE + RL

$

% &

'

( )

2

=UB

2RL

2 RE + RL( )2

Maximum fürdPRLdRL

= 0 * RL = RE (Ua0 =UB /2)* PRL max =UB

2

8RE

Stromverstärkung vI = 0,5+, da RE = RL

!

PTr =1T

UB "Ua (t)( )0

T# Ua t( )

RL

+Ua t( ) +UB

RE

$

% &

'

( ) dt alle in Ua (t) linearen Terme = 0( )

=UB

2

RE

"1T

Ua2(t)

0

T# 1

RL

+1RE

$

% &

'

( ) dt =

UB2

RE

"Ua0

2

21RL

+1RE

$

% &

'

( ) ; PRE =

UB2

RE

+Ua0

2

2RE

; Pges = 2UB2

RE

für RL = RE

+UB

RE

UaUe

RL

-UB

!

Ua t( ) =Ua0 sin " t( )


•  Ziel: Höherer Wirkungsgrad –  Keine Stromaufnahme für Ue = 0,

beide Transistoren sperren –  Für Ue - 0 ein Transistor leitet der andere ist

gesperrt, Differenz zwischen der Eingangs- und Ausgangsspannung = Basis-Emitterspannung -> Übernahmeverzerrung

•  Leistungsaufnahme (Ua(t)=Ua0"sin!t): –  PRL=0,5*Ua0

2/RL

–  Wegen der Symmetrie der Schaltung PT=PT1=PT2:

–  Wirkungsgrad: , = PRL /Pges

–  Maximale Verlustleistung im Transistor aus dPT/dUa0=0 => Ua0=(2/π)UB => PTmax) 0,1UB

2/RL !

" =PRL

2PT + PRL=

12PT /PRL +1

=4Ua0

UB

#$Ua0

4%

& '

(

) * +1

%

& '

(

) *

$1

=#Ua0

4UB

< 78%

Komplementäre Emitterfolger in B-Betrieb

!

PTi =1T

UB "Ua t( )( )Ua t( )RL

dt0

T / 2# =

Ua0

RL

UB

$"Ua0

4%

& '

(

) *


Darlingtonschaltung •  Für hohe Leistungen bei hohen Strömen ist

das . eines Transistors nicht ausreichend Emitterfolger -> Darlingtonschaltung

–  Stromverstärkung:

–  Eingangswiderstand:

–  Ausgangswiderstand:

•  Rp damit Basis von T2 schneller sperrt

•  Komplementäre Darlingtonschaltung (geringerer Potentialversatz zwischen Eingang und Ausgang):

!

Zecompl. =

12" Ze ; Za, S sind etwas größer

!

IC2 = "2 # IB2 = "2 # IE1 = "2 # ("1 +1) # IB1IC = IC2 + IC1 = "2#("1+1)+"1[ ] # IB1" = "1 # "2 + "1 + "2 $ "1 # "2

!

IB2 = "1+1( ) # IB1 , daher ist rB2 << rB1

Ze = rB1 + "1 # rB2 = rB1 + "1 #m#UTIB2

$ rB1 + "1 #m#UT"1#IB1

= 2 # rB1

oder mit RE :

% Z e = rB1 + "1 # rB2+"2# RE rC2( )( ) = 2 # rB1 + "1 # "2 # RE rC 2( )

!

Za =rB 2 + rB1 + Ri( ) /"1

"2=2rB1 + Ri( )"1 # "2


Komplementäre Darlington AB-Endstufe

•  Ziel: Reduzierung der Übernahmeverzerrung •  Lösung: Für kleine Amplituden A-Betrieb

–  Limitierung des A-Betriebs von T1 (bzw. T2) auf Basis-Emitterspannung von T1‘ (bzw. T2‘)


Stromspiegel als Konstantstromquelle Warum mit Transistor? Ideale Stromquelle hat Ri ( / •  Hoher Widerstand des Kollektors ( > 100 k#) Problem: Temperaturgang der Basis-Emitterspannung

•  Temperaturkompensation: Referenzdiode auf dem gleichen Chip:

–  T1 und T2 haben gleichen Temperaturgang.

•  Spiegelfaktor M:

•  Parallelschaltung von T‘s zu T1 oder T2: => Bruchteile bzw. Multiple des Eingangsstromes

!

Ia " IE2 = # $ IB

Iref = IE1 + 2 $ IB = IB $ (# + 2) %U+&0,7V

R1

M =Ia

Iref=

!"IB!+2( )IB

# 1

Za # rC2

!

"ICIC

=

#IC#UBE

"UBE

IC=S"UBE

IC=

ICmUT

"UBE

IC="UBE

mUT

, mit "UBE

K=2mVK

$"ICIC/K = 5%/K


Grenzfrequenz einer Emitterschaltung

Diffusionskapazität der leitenden Basis-Emitter- und Basis-Kollektor-Diode

•  f. = 3dB Grenzfrequenz, bei der das Signal auf die Hälfte absinkt

•  fT = . " f. ist die Transitfrequenz oder das Verstärkungs-Bandbreitenprodukt

!

f" =1

2# (C1+C2)rBE

fT ="

2# (C1+C2)rBE

1

C2=

!

Ce = C1 + Vu "C2# Vu "C2

•  Emitterschaltung •  Die Eingangskapazität C2 wird dynamisch

um |vu| vergrößert (für hohe Frequenzen Gegenkopplung) und begrenzt die Anstiegszeit

–  = Millereffekt •  Basisschaltung •  kein Millereffekt, sogar teilweise Kompensation

(Mitkopplung), aber niedriger Eingangswiderstand: => hohe Bandbreite


Breitbandverstärker und Millereffekt

!

Ce = C1 "Vu #C3


Kaskodeschaltung

•  Aufgabenstellung: •  Nachteil des niedrigen Eingangs-

widerstandes der Basisschaltung umgehen, aber die HF-Eigenschaften erhalten, d.h. Millereffekt vermeiden:

•  2 Transistoren in Reihe Emitter- + Basisschaltung

!

S1 ="IC"UBE

=#$iBm$UT

=ie

m$UT

vu1 = %S1$ Ze2, Ze2 &ie

m$UT=

1S1

& %1, 'C2 wird nicht verstärkt

vu = vu1$ vu2 = %1$ S$ RC, S=S1=S2( )Ze = rB1

Za = RC

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