SN. · PDF fileSN. Schaltnetzteile SN.1 Übersicht SN.1.1 Eigenschaften von Netzteilen Die Versorgung von elektronischen Schaltungen mit geigneter Gleichspannung ist ein

SN. Schaltnetzteile

SN.1 Übersicht

SN.1.1 Eigenschaften von Netzteilen

Die Versorgung von elektronischen Schaltungen mit geigneter Gleichspannung ist ein wichtiger Gesichtspunktbei der Entwicklung von Geräten und Systemen. Neben den schon lange eingesetzten Linearreglern haben diegetakteten Stromversorgungen einen festen Platz, insbesondere bei großen Leistungen, erlangt. Je nach Anwne-dungsfall ist das am besten geeignete Prinzip zu verwenden.

Preisgünstige Netzgeräte fürhohe Leistungen, hohenWirkungsgrad und geringenPlatzbedarf

Arbeitsprinzip Lin. Serienregler Eintakt-Sperr-Wandler

Eintakt-Durchfluß-Wandler

Gegentakt-Durch-fluß-Wandler

Anmerkungen

Leistungsbereich mW....10 W 1 - 20 W (evtl. bis 100W)

10 - 300 W(.....500W)

500 W - einigekW

nur Anhaltswerte

Wirkungsgrad 25 - 60% 60 - über 90% lastabhängigSpannungsbereich 0 - 60 V 1 - 1 kVSchaltungsaufwand gering großGewicht/100W 6 kg 1,5 kg Als

kompl.NetzteilVolumen/100W 7,5 dm3 1 dm3 Als

kompl.NetzteilVorteilhaft: Hohe Regelge-

nauigkeit,geringeRestwelligkeit,schnelles Ausre-geln v. Lastsprün-gen,gut einstellbar (Labornetzgeräte)

Taktfrequenz: 50 kHz.....2 MHzNachteilig: niedriger Wir-

kungsgrad, großer Netztrafo,hohes Gewicht+ Volumen, bei größeren Lei-stungen Kühlpro-bleme

Bevorzugter Anwen-dungsbereich

genaue,hochstabileStromversor-gungen bei gerin-gen Leistungenin störstrahlungs-empfindlichenSchaltungen

Gleichspan-nungswandlerfür geringeLeistung undhohe Aus-gangsspannung.

Hoher Wirkungsgradgeringes Gewicht + Volumenfür hohe Leistungen geeignetniedrige Kostenweiter Eingangsspannungsbereich (bis 1:5)

Aufwendige Schaltungstechnik und BauelementeHF-Strahlung, EMV-Probleme (Breitbandstörungen)langsames Ausregeln von LastschwankungenSpannungskonstanz geringerRestwelligkeit

Abb. SN1: Eigenschaften von Netzgeräten

MO/SN/Hg SN 1

FH Regensburg, FB Elektrotechnik, Prof. Haggenmiller 08.2002

SN.1.2 Einteilung der Schaltnetzteile

Die Unterscheidung der getakteten Netzteile erfolgt in

• primär getaktet: Hochfrequenter Schalter liegt auf Netzpotential• sekundär getaktet: Schalter liegt auf Sekundärseite eines üblichen Netztrafo

SN.2 Prinzipien der Schaltregler

SN.2.1 Sekundär getaktete Schaltregler

Eintaktdurchflusswandler

Geregelte Netzgeräte

SchaltnetzteileLinearregler

Pll.-Regler Längsregler primär getaktet sekundär get.

Abwärtswandler(Buck-converter)

Aufwärtswandler(Boost-converter)

Invers-Wandler(Fly-back-converter)

Gegentaktdurchflusswandler

Sperrwandler m. Trafo

DrosselfreierDC/DC-Wandler

Abb. SN2: Einteilung der geregelten Netzgeräte

Netzspannung

Potential-trennung

Netzgleichrichter Schalter

Ansteuer-schaltung

Regler

Energiespeicher

Filter

Uo

Niederfrequenter Teil Hochfrequenter TeilTastung meist pulsdauermoduliert konstanter Frequenz

Abb. SN3: Prinzip eines sek. getakteten Schaltreglers

MO/SN/Hg SN 2


SN.2.1.2 Abwärtswandler (Buck-Converter)

.1 Prinzip: Beim Abwärtswandler handelt es sich um einen sog. Flußwandler, weil während der Einschaltphase (Flußphase) des Schalters Strom an den Ausgang abgegeben wird.

Wenn der Schalter S an Ui liegt, wird Uo gegen Ui streben. Nach Umschalten von S auf Masse wird jedoch dieserAufladevorgang unterbrochen, Uo bleibt unter Ui. Die in L gespeicherte Energie erhält den Ausgangsstromaufrecht. Der Kondensator glättet die Ausgangsspannung.

Im rechten Teilbild von Abb. SN4 ist der Umschalter ersetzt durch einen Schalttransistor und eine Freilaufdiode.Ist Ts. ein, fließt Strom aus der Quelle Ui; ist Ts. aus, übernimmt D den Strom, den die Drossel L weiterzutreiben

sucht.

Man definiert das Tastverhältnis:

vT =tein

T =

teintein+ taus

(SN1)

Für den Einschaltfall gilt:UD = UiBei hinreichend großem C ist UL = konst.

UL = L dILdt

= Ui− Uo (SN2)

dILdt

=Ui− Uo

L (konstanter Anstieg von IL)

Größte Änderung von IL in pos. Richtung:

∆IL | t= tein =

Ui− Uo

L tein (SN3)

Für den Ausschaltfall gilt:UD = − UFDiode ≈ 0 − − − > UL = − Uo

Größte Stromänderung in neg. Richtung:

∆IL | t= taus = −

− Uo

L taus

(SN4)

Nach Gleichsetzen der Stromänderungen:Ui− Uo

L tein = +

UoL

taus

Uo = Ui tein

tein+ taus = Ui

tein

T = Ui vT (SN5)

Dies entspricht dem arithmetischen Mittelwert von UD.

Steuer-schaltung

UiUo Uo

Io

L

C

Ui

L

C uD

uL

STs

D

Abb. SN4: Prinzip des Abwärtswandlers

flächengleich

uD(t)

Ui

Uo

t ein t aus

Ts ein

t

UF 0

T

ILIo

ILmax

iL(t)

ILmint

Abb. SN5: Zur Funktion des Abwärtswandlers.

MO/SN/Hg SN 3


Bei Berücksichtigung der Spannungsabfälle an D (UF) und L (URL) ergibt sich:

Uo∗ =

(Ui− Uo)tein− (UF+ URL) taus

T (SN5a)

Die Gln. (SN5) gilt nur, solange der Drosselstrom nicht Null wird.

Um diesen nichtlückender Betrieb zu erhalten, muß ein Mindestlaststrom Iomin≥∆IL2

fließen.

Der kleinste zulässige Laststrom errechnet sich aus (SN3) und (SN5):

Iomin =∆IL2

=12

Ui− Uo

L tein =

12

(Ui− Uo)

L Uo

Ui T = Uo

T2L

1−Uo

Ui (SN6)

Verhältnisse bei lückendem Drosselstrom:Wird IL = 0 (lückender Strom, lückender Betrieb), dann wird auch die Spannung an der Drossel = 0 und dieWelligkeit der Ausgangsspannung nimmt stark zu.

Abhilfe: 1. Grundlast an den Ausgang hängen. 2. Durch Erhöhung der Frequenz lückenden Betrieb vermeiden. (Nicht alle Steuer-ICs sind dazu in der Lage!)

Bei einer verlustfreien Schaltung errechnet sich aus der Bilanz von Eingangs- und Ausgangsleistung:

Ui I_i = Uo Io ; Iimax =

Ui

L tein

Uo =Ui

2 vT2

2L Io+ Ui vT2 T

. T (bei lückendem Betrieb) (SN7)

flächengleich

u D(t)

Ui

Uo

t ein t aus

t

UF 0

T

Io

ILmax

iL(t)

t

flächengleich

Spule stromlos, Diode sperrt

UD =Uo

t 3Abb. SN6: Lückender Betrieb

MO/SN/Hg SN 4


.2 Herleitung einiger grober Bemessungformeln für den Abwärtswandler:

Mindestinduktivität der Drossel: Iomin nach Gln. (SN6) darf nicht unterschritten werden, wenn kein lückenderBetrieb auftreten soll:

Lmin = T 1−Uo

Ui

Uo

2 Iomin

(SN8)

• Um kleine L zu erreichen, muß damit f = 1/T möglichst groß sein.• Problem: Bei hohen Frequenzen wird Schalttransistor teuer, Ansteuerung aufwendiger, dynamische Ver-

luste der Drossel nehmen zu.• Übliche Taktfrequenz: 50 kHz...500 kHz (für kleinere Leistungen ...1,5 MHz)

Mindestkapazität des Glättungskondensators C:

Aus Abb. SN5 ist die Ladung zu ersehen, die durch die Schwankung des IL verschoben wird und von C gepuffertwerden muß.

∆QC =∆IL2

12

tein

2+

taus2

∆Uo = ∆UC =∆QC

C =

∆IL2C

. T4

(SN9)

mit Gln. (SN6) wird:

∆Uo =Uo T2L

1−UoUi

. T

4C = Uo

T2

8LC 1−

Uo

Ui (SN9a)

Cmin =Uo T2

8L ∆Uo 1−

UoUi

=T. Iomin

4∆Uo (SN10)

Es müssen möglichst induktions- und verlustarme Elkos verwendet werden. (Spezial-Elkos im Handel!) Die Leitungsführung der Masseanschlüsse der Kondensatoren ist kritisch. Die Zuleitungen müssen kurz (indukti-onsarm) sein und sollen keine Spannungsabfälle in anderen Masseleitungen verursachen.---> Möglichst auf einenPunkt zusammenführen!

.3 Beispiel: Erzeugung einer Spannung von 5V aus einer 12 V-Quelle.

• Die Regelspannung UR wird im Differenzverstärker aus der Differenz von Uo und Uref gewonnen.UR = (Uo− Uref)VR mit VR = Reglerverstärkung

Uref

Sägezahn

50 kHz

Differenzverst. Ck Rk

D

LUst

Ui=12V

Uo=5VIo=0.2 - 4 A10mV Welligkeit

Uo

Komp.

C

=

Regler-IC

UR

Abb. SN7: Beispiel eines Abwärtswandlers

MO/SN/Hg SN 5


• Die Größe von UR bestimmt dasTastverhältnis des Pulsbreiten-modulators:

f = 50 kHz (vorgegeben) T = 20 µs

tein = T UoUi

= 20µs . 5V12V

= 8,33µs ; vT =teinT

=8,33µs20µs

= 0,416

Gln (SN8): Lmin = T 1−Uo

Ui

Uo

2 Iomin

= 20µs 1−5V12V

5V

2.0,2A = 146 µH

Gln. (SN10): Cmin =T. Iomin

4∆Uo =

20µs . 0,2A4 . 10mV

= 100 µF

• Mit den Elementen Rk und Ck wird die Stabilität des Regelkreises eingestellt. Probleme:

Hohe Totzeit wegen abtastendem System =

T2

TP-Filter aus L und C liefert hohe Phasennacheilung.

Überschlägige Berechnung des Wirkungsgrads:

Leistungsschalter und Diode haben zusammen einen Spannungsabfall von ca.1,5V bei 4A. Die in diesen Elementenauftretende Verlustleistung beträgt damit: Pv = 4A 1,5V = 6W .

ηmax ≈Po

Po+ PV = 4A 5V

20W+ 6W = 77%

Dabei sind die Verluste in der Drossel nicht berücksichtigt!

tein

T

t

t

URUosz

Ust

Abb. SN8: Zur Erzeugung des Tastverhältnisses

MO/SN/Hg SN 6


SN.2.1.2 Aufwärtswandler (Boost-Converter)

Hier handelt es sich um einen sog. Sperrwandler, da die Nachladung des Glättungskondensators während derSperrphase des Schalttransistors erfolgt.

Bei regulärem = nichtlückendem Betrieb ergibt sich ein Signalverlauf gemäß Abb. SN10.

Bei leitendem Schalttransistor Ts. sperrt die Diode, es wird Energie in der Drossel gespeichert, während derGlättungskondensator den Ausgangsstrom liefern muß.Bei gesperrtem Ts. ist UT um die von der Drossel induzierte Spannung größer als Ui, die Diode D leitet und liefertStrom an die Last und den Kondensator. Uo ist deshalb größer als Ui. Zur Berechnung werden wieder dieÄnderungen des Drosselstroms herangezogen:

∆IL =UiL

tein (ansteigende Flanke)

∆IL = −Ui− Uo

L taus (abfallende Flanke)

nach Gleichsetzen der Stromänderungen kann man die Ausgangsspannung berechnen:

Uo = Ui tein+ taus

taus = Ui

Ttaus

= Ui 1

(1− VT) mit: VT =

tein

T (SN11)

L

D

C Uo

Io

Ui u T

iL

uL

u st

Ui

L

C Uo

Abb. SN9: Aufwärtswandler

u T(t)

Uo

t ein t aus

Ts eint

T

IL

ILmax

iL

ILmin

t

UF

wenn U T den Wert Uo (+UF) erreicht hat, leitet D

,iD

iD

iL

Io

ILav

Abb. SN10: Signale beim Aufwärtswandler

MO/SN/Hg SN 7


Kleinster zulässiger Laststrom:

Um nicht lückenden Betrieb zu erhalten, darf der Drosselstrom nicht Null werden. Dann ergibt sich ein Dioden-strom wie in Abb. SN11. Der dreieckige Stromverlauf des Diodenstroms wird auf eine Periode aufgeteilt.

Der Mittelwert von ID entspricht Io. Die schraffierten Flächenstellen die im Glättungskondensator verschobene Ladungdar.

Iomin =1T

∆IL taus

2

=− (Ui− Uo) taus

2

2 T . L =

=(Uo− Ui)

2 L

UiUo

2.T (SN12)

Mindestinduktivität der Drossel:

Lmin =(Uo− Ui).

Ui

Uo

2. T

2 Iomin (SN12a)

Mittlerer Drosselstrom:Aus der Energiebilanz (verlustfreie Schaltung angenommen) ergibt sich:

Ui ILav = Uo Ioav ( Ioav = Ausgangsgleichstrom) und daraus

ILav = Ioav Uo

Ui =

Ioav

1− VT (SN13)

Der Drosselstrom wird je nach "Übersetzungsverhältnis" wesentlich höher als der Laststrom.

Maximaler Drosselstrom:Dieser Wert ist wichtig für die praktische Auslegung der Drossel.

ILmax = ILav +12

∆IL

Aus der Energiebilanz ILav =Po

Ui und Po = Ioav Uo entsteht dann:

ILmax =Po

Ui +

12

Ui

L tein =

Po

Ui +

12

Ui

L VT

f mit: f =

1T

(SN14)

Mindestglättungskondensator: Der trapezförmige Stromverlauf während taus setzt sich aus demAnteil Io (unteres nicht schraffiertes Rechteck) und dem Lade-strom in den Kondensator (schraffiertes Trapez) zusammen.Der schraffierte, rechteckförmige Stromverlauf während tein istder Entladestrom aus C, solange die Diode gesperrt ist.Die veschobene Ladung beträgt:∆QC = Iomax tein

Mit der Amplitude der Welligkeitsspannung ∆UC = ∆Uo =∆QC

wird:

Cmin =∆QC

∆Uo =

Iomax tein

∆Uo ≈

Iomax T∆Uo

(SN15)

Durch Verwendung von T anstatt tein wird in der Praxis eineleichte Überdimensionierung erreicht.

T

t eint aus

ILIomin

t

ID

Abb. SN11: Diodenstrom beim Aufwärtswandler

T

t eint aus

Iomin

t

ID,C

flächengleich

Iomax

ID

IC

Abb. SN12: Zur Berechnung desGlättungskondensators

MO/SN/Hg SN 8


Beispiel für einen Aufwärtswandler:

MO/SN/Hg SN 9


SN.2.1.3 Inverswandler

• Arbeitet nach dem Sperrwandlerprinzip.• Polarität zur Eingangsspannung dreht um .• Ausgangsspannung kann größer oder kleiner als die Eingangsspannung werden.

Für nichtlückenden Betrieb wird die Änderung des Drossel-stroms:

∆IL =UiL

tein (ansteigend)

∆IL =− Uo

L taus (abfallend)

Daraus die Ausgangsspannung:

Uo = − Ui tein

taus = − Ui .

VT

1− VT (SN16)

Um nichtlückenden Betrieb aufrecht zu erhalten muß ein Mindestlaststrom fließen:

Iomin =1T

.∆IL taus

2 =

=∆IL2

1− VT =Ui

2L .T .VT(1− VT) (SN17)

• Vorlast nötig• oder Steuerelektronik detektiert Lückenbetrieb und erhöht

die Taktfrequenz.

Mittlerer Drosselstrom:Die Energiebilanz liefert:

ILav = − Ioav Uo

Ui =

| Ioav|(1− VT)

VT (SN18)

Maximaler Drosselstrom:

ILmax = ILav +12

∆IL =Ioav

(1− VT) VT +

Uo taus 2L

(SN19)

In Gln. (SN19) sind Beträge einzusetzen, die Gln. ist nicht vorzei-chenrichtig.

Mindestglättungskondensator:

Cmin =∆QC

∆Uo =

Iomax tein

∆Uo ≈

Iomax T∆Uo

(SN19a)

(Berechnung wie für Gln. SN15)

Ui UoLC

Ui UoC

DLM u L

+Ii

Ust

IoID

IL

--+

Abb. SN13: Inverswandler

Ui

Uo

T

t ein t aus

uL(t)

t

UF

iL(t)

IL

IL

Minimalfallt

t ein

ILav

iD(t)

flächen-gleich

Iomin

Iomax IL

Abb. SN14: Signale beim Inverswandler

MO/SN/Hg SN 10


SN.2.1.4 Drosselfreier DC-DC-Wandler

• Ladungsumkehrprinzip• nur für geringe Ausgangsleistungen (z.B. für LCD-Anzeigen, Treiber für MOS-Leistungsschalter)

Ein "Gegentakt-Endverstärker" erzeugt eine zwischen 0V und Ui springende Rechteckspannung U1. Diese wird ineinem Parallelgleichrichter mit Spannungsverdopplung gleichgerichtet und am Kondensator Cs geglättet. Je nachPolung der Dioden kann eine positive oder negative Ausgangsspannung erzielt werden. Ohne merkliche Lastentsteht eine Ausgangsspannung von Uo = − (Ui− 2 UF) (SN20)

Wird eine schon vorhandene Gleichspannung mit Hilfe eines Rechtecksi-gnals aufgestockt, spricht man von einer "Chargepump". Eine bipolareVersion ist in Abb. SN15c gezeigt. Die Rechteckspannung V2 wird amPunkt M zur Eingangsspannung V1 addiert und danach gleichgerichtet.(Punkt A). Die Dioden verursachen einen Spannungsabfall von 2x UF,welcher hier nicht eingezeichenet ist.

Das obige Prinzip der Chargepump wird häufig als CMOS-Schaltung ausgeführt. (Abb. SN15d)

Die Kapazitäten erhalten Werte von einigen 10 µF. (Beihohen Taktfrequenzen einige 100nF)

Der Kondensator C2 wird schwimmend auf die SpannungVcc aufgeladen.

• Schließt man seine untere Klemme an Vcc an, steht ander oberen Klemme 2 Vcc an. (Verdoppler)

• wird die obere Klemme von C2 auf Masse gelegt. erhältman an der unteren Klemme -Vcc. (Inverter)

Ust

Ui

UoD1

D2

Cs

CC

D1

D2+-

Ui UoU1 U1

+

-

Abb. SN15a: Drosselfreier DC-DC-Wandler

UF

UF

UoUD1

t

tU

U1

Ui

Abb. SN 15b: Signalverlauf zu Abb.SN15a

Vcc

200k -Takt

Vcc

2 Vcc

C2C1

Abb. SN 15d: Chargepump mit CMOS-Schaltern

V1+

0V2

M A

V1

V2

MAV

t

Abb. SN 15c: Bipolare Chargepump

MO/SN/Hg SN 11


SN.2.1.5 Synchrongleichrichtung in Wandlern

Die sog. Freilaufdiode in Schaltwandlern -am Beispiel eines Abwärtswand-lers gezeigt- muß sehr schnell sein und wird deshalb bei Wandlern höhererTaktfrequenz praktisch immer als Schottky-Diode ausgeführt. Allerdingsführt die Durchlass-Spannung der Diode bei kleinen Ausgangsspannun-gen zu einer Verschlechterung des Wirkungsgrades.

Je nach Betriebsumstände kann ein Ersatz der Schottkydiode durch einengesteuerten Transistor den Wirkungsgrad verbessern. (Abb. SN16b). DerMOSFET M2 muß immer dann eingeschaltet werden, wenn die Schottky-diode der Lösung von Abb. SN16a leiten würde. Er arbeitet im Gegentaktzu M1, es muß auf einen überschneidungsfreien Betrieb geachtet wer-den. Dies wird i.a. vom Steuer-IC geleistet.Untenstehende Tabelle gibt an, welche Schaltung bei welchen Betriebsum-ständen für den Wirkungsgrad günstiger ist.

Schottky-Diode SynchrongleichrichterTaktfrequenz > 100 kHz < 300 kHzAusgangsspannung > 5 V < 5 V

Problem: Beim Einschalten des M1 wird auf das Gate des an sich gesperr-ten M2 die Spannung Ui über den kap. Spannungsteiler aus Cgd und Cgsvon M2 eingekoppelt. Dies kann zum unbeabsichtigten Einschalten desM2 führen, was meist eine Zerstörung eines oder beider MOS-Fet zur Folgehat.

Schaltungsbeispiel:

Steuer-

IC

SD

Ui

Abb. SN16a: Wandler mitSchottky-Diode

Ui

Steuer-IC

M1

M2

Abb. SN16b: Wandler mitSynchrongleichrichtung

MO/SN/Hg SN 12


SN.2.2 Primär getaktete Schaltregler

• Erst seit der Verfügbarkeit von hochsperrenden Leistungstransistoren möglich(Sperrspannungen bei 230V Netzspannung mindestens 800V !)

• Schalttransistor und Ansteuerelektronik befinden sich auf Netzpotential. • Potentialtrennung im Energiekreis durch HF-Trafo (mit speziellen Ferritkernen,

im Regelkreis durch Optokoppler oder Impulsübertrager.• Vorteile gegenüber sekundär getakteten Schaltreglern:

- wesentlich kleinerer Übertrager im Leistungszweig- geringere Verluste durch Wegfall des 50 Hz-Trafo- geringerer relativer Spannungsverlust in den Netzgleichrichterdioden. ( ca. 1V von 300V gegenüber 1V von z.B. 15V)

• Nachteile gegenüber sekundär getakteten Schaltreglern:- Potentialtrennung in der Ansteuerelektronik nötig- Hilfsstromversorgung für Ansteuerschaltung auf Primärseite um Steuersignal für Schalttransistor erzeugen zu können.

• Rel. hohe Welligkeit der Ausgangsspannung.• Die Anforderungen an die Bauelemente sind hoch.

Anforderungen an die verwendeten Bauteile:

• Schalttransistor (BJT):Spannungsfestigkeit > 800V, hoher Kollektorstrom, hohe Stromverstärkung bei großem Kollektorstrom,Second-Breakdown muß vermieden werden. Schnelle Schaltzeiten, um Verluste klein zu halten. HoheTaktfrequenz ermöglicht kleineren Trafo. Hier zeigen sich die Vorteile von MOS-Leistungsschaltern:Kein 2. Durchbruch, keine Speicherzeit, schnelles Schaltverhalten. MOS-Schalter sind ca. 10x schneller alsBJT’s, allerdings sind hohe Gatekapazitäten zu treiben, was meist mit BJT’s gemacht wird.

• Dioden:- Netzgleichrichter unproblematisch.- Sekundärgleichrichter und Freilaufdioden: Spezielle schnelle Schaltdioden mit Sperrerholungszeiten im ns-Bereich (häufig Schottkydioden).

• Übertrager:Ferritkernübertrager für Schaltfrequenzen von 50 kHz....500 kHz, möglichst streuarm.

Netzspannung

Uo

Potential-trennung

EnergiespeicherFilter

Ansteuer-schaltung

Netzgleichrichter

Regler

Hochvolt-Schalter HF-Trafo

schnellerGleichrichter

DC

Optokoppleroder Übertrager zwischen Ansteuerung und Schalter

Abb. SN17: Prinzip eines primärgetakteten Schaltreglers

MO/SN/Hg SN 13


• Glättungskondensator:- Wegen hoher Taktfrequenz Spezial-Elkos mit sehr niedriger Induktivität und Ω-Widerstand notwendig.- Impulsfestigkeit und Wechselstrombelastbarkeit erforderlich.- Häufig müssen Kunststoff- oder Keramik-Kondensatoren den Elkos pll. geschaltet werden, um die Induk- tivität zu verringern.

• Layout:- Wegen hoher Ströme und Frequenzen ist ein EMV-gerechter Aufbau unerläßlich. - Störstrahlung ist durch Abschirmung, kurze Leitungsführung und Einbau von Filtern zu verringern.- Spannungsabfälle auf hoch belasteten Leitungen durch kurze Leitungsführung hohen Querschnitts und sinnvolles Layout klein halten.

SN.2.2.1 Eintaktsperrwandler mit Trafo

• Einfachster primär getakteter Schaltregler; kann aus dem Inverswandler abgeleitet werden.• Keine Drossel erforderlich, der Trafo übernimmt die Speicherfunktion der Drossel.• Der typische Unterschied zum Flußwandler besteht in der vertauschten Polung der Trafowicklungen.• Bevorzugt für kleine Ausgangsströme (z.B. Hochspannung für Geiger-Müller-Zählrohr).• Energie wird im Trafo während der Flußphase des Schalters zwischengespeichert und während der

Sperrphase des Schalters an die Last abgegeben.• Problem: Der Trafo muß extrem streuarm aufgebaut sein!• Wirkungsgrad ca. 80% ohne Berücksichtigung der Verluste in den primären und sekundären Gleichrichter-

dioden sowie der Schutzbeschaltungen.• Hauptnachteil: Wegen Gleichstromvormagnetisierung des Trafo schlechte Trafoausnutzung; der Trafokern

muß stark überdimensioniert werden!

Funktion:

tein: IL steigt linear an. Diode sperrt, ID = 0.

taus: ID wird aus der gespeicherten Energie desTrafo geliefert (linearer Abfall), IL = 0.In Abb. SN19 ist der auf die Primärseite transfor-mierte Strom ID/ü dargestellt. IL und ID/ü ergebenzusammen den gleichen Stromverlauf wie beimInverswandler in Kap. SN.2.1.3.

Steuerung

ü:1+

-

+

-

D

C

TsUT

IL ID

Uo

Ui

Abb. SN18: Eintaktsperrwandler

t ein t aus

ü UoUi

UT

t

IDü IL

t

Ui+ü U o

Iprim

Abb. SN19: Signale beim Eintaktsperrwandler

MO/SN/Hg SN 14


Bei nicht lückendem Betrieb (Trafo darf im normalen Betriebsfall nicht stromlos werden) berechnet sich ähnlichwie in Kap. SN.2.1.3 aus dem Stromanstieg bzw. -abfall die

Ausgangsspannung bei vernachlässigbarer Last und Wicklungswiderständen:

Uo =Uiü

. teintaus

=Ui

ü .

VT

1− VT (SN21)

Berücksichtigung von Last und Wicklungswiderständen:

Bezieht man alle Widerstände auf die Sekundärseite,

dann wird: r1s =r1ü2

Eine genaue Analyse liefert:

Uo =Uiü

. VT(1− VT)

VT r1s+ (1− VT)r2RL

+ (1− VT)2 (SN22)

was für RL− − > ∞ bzw. r1s, r2 = 0 in Gln. (SN21)übergeht.

Gln (SN22) zeigt, daß Uo sowohl für VT = 0 als auchfür VT = 1 gegen Null geht und zwischen diesenWerten ein Maximum haben muß.

Eine Extremalwertrechnung liefert die maximale Ausgangsspannung:

Uomax =Uiü

. RL

r1s+ r2+ 2 r1s(RL+ r2)

1⁄2 (SN23)

Uomax wird erreicht bei einem Tastverhältnis von

VTUomax

= 1

1+

r1s

RL+ r2

1⁄2 (SN24)

Maximale Sperrspannung am Schalttransistor:

UTmax = UCEmax = Ui+ üUo = Ui 1+tein

taus nur, wenn Trafo streufrei! (SN25)

Damit UTmax nicht zu groß wird, wählt man tein ≤ T2

bzw. VT ≤ 0,5 . Dann bleibt UTmax ≤ 2.Ui .

Schutzbeschaltung:Wegen unvermeidlicher Streuinduktivität muß der Transi-stor vor Überspannungen geschützt werden.

• D1, D2 arbeiten als Freilaufdioden, bis D3 leitet.• C1 dämpft pos. Spannungsspitzen an Drain.• C2 trennt die Kollektorgleichspannung von M ab.• R1, R2 entladen C1, C2.• R3, C3 werden nur bei sich sprunghaft ändernder

Last benötigt, sie unterdrücken Überschwinger.

Steuerung

ü:1+

-

+

-

D

C

TsUT

IL ID

Uo

Ui

RLL1, r1

L2, r2

Abb. SN20: Berücksichtigung ohmscher Anteile

MOS-Treiber

10

ZD

M

R1 C1L1

L2R3 C3

D3

R2D2

C2

D1

Abb. SN21: Beschaltung gegen Überspannungen

MO/SN/Hg SN 15


Modifikation: SEPIC-Schaltung (SEPIC = Single ended primary inductor converter)

Nur sinnvoll bei Übersetzungsverhältnis 1:1. Vorteilhaft bei Anwendungen, in denen die Eingangsspan-nung sowohl kleiner als auch größer als die Ausgangsspan-nung sein kann. (z.B. 4 NiCd-Zellen oder Alkali-Zellen auf 5VAusgangsspannung).Im Flusstakt wird Ck auf Ui aufgeladen. Während derSperrphase liegt am Kollektor des Ts. die SpannungUT = Ui+ Uo und damit am rechten Ende des Ck die Span-nung Uo. Überspannungen wegen Trafostreuung werdendamit in den Ladekondensator C abgeleitet und stark ge-dämpft. Gleichzeitig wird die Magnetisierungsenergie zu-rückgeführt, was den Wirkungsgrad deutlich verbessert.

SN.2.2.2 Eintaktflußwandler (primär getaktet)

• Häufigste Wandlerart, Trafo ohne Luftspalt.

Funktion:• Schalttransistor ein:

IC steigt linear an, D2 leitet und führt Laststrom. Es wird nur wenig magn. Energie gespeichert, da IL1 dentransformierten Laststrom darstellt. (Speicherung nur im Streufeld)

• Schalttransistor aus:Spannungen an den Wicklungen polen um, D2 sperrt, D3 leitet und führt den Laststrom aus Lo weiter.Die gespeicherte Magnetisierungenergie wird über N2, D1 an die Speisequelle zurückgeliefert. Damit wirdder Wirkungsgrad verbessert. Prinzipiell hat D1 die Funktion einer Freilaufdiode und könnte auch pll. zu N1geschaltet werden; dann würde aber die Magnetisierungenergie nicht mehr nutzbar gemacht werden.

Steuer-Schaltung

N1 N3

N2

D1

D2

D3

Entmagnetisierungs-Wicklung

Schutzbeschaltung

Schutzbeschaltung Schutzbeschaltung

Ui

+

-

Netz

Entstörfilter

Einschalt-Strombegrenzung

Uo

Lo

Co

ID2

Io

ID3

UL1

IL1

ü1 : ü2 : 1

meist ist N1=N2

ILo

Abb. SN22: Prinzipschaltung des Eintaktflußwandlers

Steuerung

+

-

TsUi +

-

D

CUo

+ Ck

1:1

MO/SN/Hg SN 16


Gemäß Kap. SN.2.1.1 (Flußwandler) wird für die Aus-gangsspannung:

Uo =teinT

Ui 1ü1

=VT Ui

ü1 (SN26)

Die maximal auftretende Kollektorspannung amSchalttransistor beträgt:

UCEmax = Ui 1+N1

N2 (SN27)

Für die Gültigkeit von Gln. (SN27) ist eine sehr guteKopplung zwischen N1 und N2 notwendig!

Vorteile des Eintaktflußwandlers:• Sehr guter Wirkungsgrad (wegen Energierückspei-

sung) .• Für Leistungen bis ca. 300W vorteilhaft.• Spannungsbeanspruchung des Schalters nur 2 Ui

bei N1= N2.

Nachteile:• Entmagnetisierungswicklung erforderlich.• Speicherdrossel notwendig.• hohe EMV-Störungen ----> Entstörfilter nötig• Dioden müssen hochsperrend und sehr schnell sein.

(D1 hochsperrend, D2 u. D3 sehr schnell, Schutzdi-oden mit weicher Sperrerholung)

t

tein t aus

Ui

N1N2

Ui

UCE

UL1

t=t einf. N1=N2

im

ID2 = I L1ü1

t

t

t

t

ID3 Energie aus Drossel

+I D3ILo =I D2

Abb. SN23: Signalverläufe beim Eintakt-Flußwandler

MO/SN/Hg SN 17


SN.2.2.3 Eintaktflußwandler in asymmetrischer Brückenschaltung

Zur Verringerung der Spannungsbeanspruchung des Schalters verwendet.Beide Schalttransistoren werden gleichsinnig angesteuert (kein Gegentakt!).

M1,2 ein:Strom über L1, M1, M2 linear steigend. D3 leitet und führt Ausgangsstrom über Lo.---> Flußwandlerprinzip!

M1,2 aus:Spannungen am Trafo polen um. D3 sperrt,D4 übernimmt Laststrom aus Lo. (Leerlauf-diode). D1 und D2 leiten, IL kann weiter-f l ießen. Damit wird dieMagnetisierungsenergie an die Speisequel-le zurückliefert.

Die Spannungs- und Stromverhältnissesind ähnlich Abb. SN23, nur teilt sich dieSchaltersperrspannung zu gleichen Teilenauf zwei Transistoren auf.

Vorteile:• Auch für niedersperrende Transistoren geeignet (URmax = 1xUi).• Keine zusätzliche Entmagnetisierungswicklung erforderlich.

Nachteile:• 2 Schalttransistoren benötigt.• 1 zusätzliche schnelle Dioden benötigt. (Für Entmagnetisierung).• komplizierte Treiberstufe für Ansteuerung.

SN.2.2.4 Gegentaktwandler mit Pll. -Speisung (Transistoren wirken pll. auf den Trafo)

• Flußwandlerprinzip wie alle Gegentaktwandler.• Primär- und Sekundärseite arbeiten abwechselnd mit je einer

Halbwicklung ---> schlechte Ausnutzung des Trafowickel-raums.

• Bei guter Symmetrie keine Gleichstromvormagnetisierung.• Bis ca. 1 kW Leistung.• Ansteuerung nicht überlappend!• selten verwendet.

UoUi

+

-

D2

D1

M1

M2

D3

D4

Lo

Co

L1 L2

IL

+Ansteuerung

der Schalter

Abb: SN24: Eintaktflußwandler in asymmetrischer Brückenschaltung

Ui

Abb. SN25: Prinzip des Gegentaktwandlers

MO/SN/Hg SN 18


SN.2.2.5 Gegentaktwandler mit Serienspeisung (Halbbrückenwandler)

Die Eingangsspannung wird kapazitiv in 2 gleiche Teilspan-nungen Ui/2 aufgeteilt. Beim Einschalten eines Transistorsliegt Ui/2 an N1 an. Wenn die Einschaltzeiten der Transisto-ren gleich sind, bleibt der Mittelpunkt der in Serie geschalte-ten Kondensatoren im Mittel auf dem Potential Ui/2.D1 und D2 führen Magnetisierungsenergie zurück, wenn dieTransistoren ausschalten.Durch die zweiteilige Sekundärwicklung wird für jede Ein-schaltphase eines Transistors Ausgangsstrom an Last undCo geliefert. (T1 und D3, bzw. T2 und D4 leiten.) Nur währendder Tastlücke, in der beide Ts. ausgeschaltet sind. muß dieDrossel Lo über die Freilaufdiode D5 den Ausgangsstromübernehmen.

Wegen Tastlückensteuerung gilt für das Tastverhältnis:

VT =tein1,2

T < 0,5 (meist < 0,45)

Ausgangsspannung:

Uo = Ui VT 1ü

mit ü =N1

N2 (SN28)

Vorteile:• Keine Gleichstromvormagnetisierung auch bei leichter Unsymmetrie. (Nur Verschiebung des Mittelpunkts)• Keine Entmagnetisierungwicklung erforderlich.• Gute Trafoausnutzung.• Keine extremen Forderungen an geringe Trafostreuung.• Günstig für Netzgeräte bis ca. 1 kW (...2kW)

Nachteile:• Aufwendige Ansteuerung, da Emittoren (oder Sourceanschlüsse) auf verschiedenen Potentialen liegen.• Tastlückensteuerung erforderlich• Teilerkapazitäten aufwendig: stark strombelastet, hohe Kapazitätswerte

gegen-phasigeAnsteuerung

Ui

Ui2

Ui2

N1

N2N2

IL1UL1

iC2

iC1T1

T2

D1

D2

D3

D4D5

Lo

Co

IoUo +

Uo’

ü= N1/N2

IDr

Abb. SN26: Halbbrückenwandler

T/2

UL1

Ui2

t ein1 t ein2

IL

T/2

iC1

iC2

Trafostreuung

Ui2

-

t

t

Uo’

Ui2ü

Uo

t

t

Uoav

t aus1

taus2

Abb. SN27: Signale beim Halbbrückenwandler

MO/SN/Hg SN 19


MO/SN/Hg SN 20


MO/SN/Hg SN 21


MO/SN/Hg SN 22


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SN. · PDF fileSN. Schaltnetzteile SN.1 Übersicht SN.1.1 Eigenschaften von Netzteilen Die Versorgung von elektronischen Schaltungen mit geigneter Gleichspannung ist ein