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Impulsverzerrungen
© Roland Küng, 2013
2
Impulsverzerrungen
-2T -3T/2 -T -T/2 0 T/2 T 3T/2 2T
0
0.5
1
t
T
schlechte Lösung
gute Lösung, aber wie?
1. Idee Mittelung
schlechte LösungT
gute Lösung, aber wie?
T
1. Idee keine Rechteckpulse
NoiseÜbersprechen
s(t)s(t) gefiltert
4
Aufsplitten der Problematik
• Empfangsfilter zur Beschränkung Rauschbandbreite• Pulsformung für Abtasten ohne Interferenz
S(f): Pulsspektrum SendesignalC(f): Frequenzgang KanalH(f): Frequenzgang Empfangsfilter
2 Challenges beim Design;
gefiltert
5
Optimales Filter = Matched Filter
Optimale Filterung intuitiv betrachtet:
Man gewichtet im Frequenzgang des optimalen Filtersgenau jene spektralen Anteile, die vom Sendepuls belegt sind und zwar proportional der Belegungsstärke !
Amplitudengang des Empfangsfilters H(f) = Betrag des Pulsspektrum S(f)
Die Fläche unter dem Ausgangsspektrum entspricht der Energie* des Sendepulses
1. Problem: Noise minimieren
Sendepuls s(t)
│S(f)│
*Note Energie von x(t) nach Parceval Theorem:
df)f(SE2
S
6
Matched Filter (MF)
Matched Filter mathematisch:
S(f): Pulsspektrum SendesignalC(f): Frequenzgang KanalH(f): Frequenzgang EmpfangsfilterT: Symboldauer
)f(H)f(C)f(S)f(P
H(f) ist ein so genanntes Matched Filter wenn:Zum Zeitpunkt T vor dem Abtaster das Verhältnis Pulse p(t) zu Varianz des Rauschsignal n(t) maximal wird
Anders formuliert: Signal/Geräuschverhältnis S/N von p(t)+n(t) zur Abtastzeit T soll maximal werden durch die geeignete Wahl von H(f)
p(t) habe das Spektrum:
Entscheid zum Zeitpunkt kT
Se(f)
7
Matched Filter (MF)Matched Filter mathematisch betrachtet (ohne Beweis):
TfjTfje efCfSefSfH 22 )()()()(
2n
)T(p
N
S
wird maximal bei weissem Rauschen wenn gilt:
das heisst:
sonst,0
Tt0),tT(s)t(h e
Mit Vereinfachung* C(f) = 1 wird se(t) = s(t) und:
sonst,0
Tt0),tT(s)t(hopt
* konj.komplex
Bsp.:
)f(S)f(H
S2 Ed)(s)T(p
*Note: allfällige Kanaldämpfung wird in s(t) berücksichtigt
8
Beispiel Matched Filter
T t
)(thopt
TT/2
TA
TA
T t
)(tsi
T/2
TA
TA
Si
ioptiopti
optiopti
EdsTp
dsdThsThTsTp
dthsthtstp
)()(
)()()()()()(
)()()()()(
2
2
Betrachtung mit Faltung:
T t0 2T
)()()( thtsty opti 2A
T/2 3T/2
2
2A
p(t)
ES = A2
p(T) entspricht der Energie des Sendepuls
p(T) = A2
9
S/N am Ausgang des MF
0
s2
00
2
out N
E2dt)t(s
N
2df
2/N
)f(S
N
S
Das S/N ist unabhängig von der Pulsform! Eine Erhöhung ist nur durch Erhöhung der Symbolenergie möglich, also durch mehr mittlere Signalleistung oder längere Symboldauer.
Man kann zeigen, dass für das Signal/Geräuschverhältnis S/N nach dem MF gilt:
ineqeq0
S
out N
S
TBN
E
N
S
T2
1Beq
S(f) = Pulsspektrum des Sendesignal s(t) an EmpfängereingangN0 = einseitige Rauschleistungsdichte
Es = Impulsenergie von s(t), Symbolenergie am Empfängereingang
Mit Rausch- und Signalleistung am Eingang Neq = N0Beq, S = ES/T:
d.h. äquivalente Rauschbandbreite Beq des MF ist somit: NF
10log B
S/N
Path Loss
-174 dBm/Hz
Note: diese Bandbreite ist i.A. nicht mit der Signalbandbreite identisch
NF
10log B
S/N
Path Loss
-174 dBm/Hz
10
Matched Filter … Korrelator
Die zur Zeit t=nT mathematisch äquivalente Grösse liefert der Korrelator
Allg. Def: Sender liefert entweder Impuls s1(t) oder Impuls s2(t)
MF wird auf das Differenzsignal s1(t) – s2(t) entworfen
Korrelator multipliziert mit Referenz s1(t) – s2(t),
Sync needed!
vgl. math. Verwandtschaft Faltung und Korrelation
t
0
ii
T
iii
d)(s)(s)t(p
d)tT(s)(s)t(h)t(s)t(p
hopt(t)
11
Korrelator
Korrelatoren sind meist einfacher umzusetzen als Matched Filter
Prinzipbild
Praktische Ausführung(z.B. FSK)
Die Schwelle 0 des Entscheiders liegt in der Mitte der Energiedifferenz
der Signale s1 und s2
Entscheider mit Hypothese H
Wie soll man die Entscheiderschwelle setzen?
12
MF – Korrelator: Handhabung
MF
Kor
s(t) FIR
13
MF für Rechteckimpuls
Für Rechteck-Impulse s(t) :
MF Stossantwort: Rechteckimpuls Spektrum Amplitudengang: sinx/x
Korrelator identisch mit MF
äquivalente Realisation:
Integrate & Dump
Alternative Näherung:
optimiertes RC-Filter
14
fg
Matched Filter versus RC Tiefpass
N=2 fg = R/2Butterworth
N=4 fg = R/2Butterworth
N=6 fg = R/2Butterworth
N=4 fg = RButterworth
N=4 fg = R/3Butterworth
SNR ↓ ISI ↑
ISI ↓ SNR ↓
16
MF: Intersymbol Interferenz
d.h.Realisation mit TP sehr hoher Steilheit
Leider: Dauer Impulsantwort >> Bitdauer
≠T
Tritt auch bei andern Pulsformen aufz.B. Rechteckpuls nach einer ungeeigneten RC-Tiefpass Filterung
Häufige Forderung: Sendepuls soll möglichst wenig Bandbreite benötigen
Reduziertes S/N
Problem Nr. 2 :
Pulsübersprechen auf Nachbar Bit zuden Abtastzeitpunktend.h. Intersymbolinterferenz ISI
17
Rechteck: Intersymbol Interferenz (ISI)
Erlaubte Filterung Rechteckimpuls: Weniger als 0.75*Rate ergibt ISI Mehr als 0.3*Rate verschlechtert S/N
Optimum bei ca. B = 0.5…0.6*Bitrate
Source: Mindspeed White Paper NRZ Bandwidth
Rechteckpulse Tiefpass gefiltert mit B = 1/2T…1/T sind keine schlechte Wahl
B/R
SNR
B/R
ISI-R
eye_height/eye_closure
Note: eye closure = eye height – eye opening
18
Optimaler Lösungsansatz Nyquist Kriterien
-2T -3T/2 -T -T/2 0 T/2 T 3T/2 2T
0
0.5
1
t
-1.5/T -1/T -0.5/T 0 0.5/T 1/T 1.5/T
0
0.5
1
f
0n0
0n1)nT(p
1. Kriterium für t=nT
Bsp. p tt T
t T( )
sin( / )
/
Spektrum
Zeit
-2T -3T/2 -T -T/2 0 T/2 T 3T/2 2T
-0.5
0
0.5
1
1.5
t
Augendiagramm
Kriterium vertikal: okayVolle ÖffnungEntscheider: Schwelle bei 0.5
Problem bei Signal Jitter (horizontal)- Jitter z.B durch Taktregeneration
Kriterien für die Pulsform am Ausgang des MF
19-2T -3T/2 -T -T/2 0 T/2 T 3T/2 2T
-0.5
0
0.5
1
1.5
t
-1.5/T -1/T -0.5/T 0 0.5/T 1/T 1.5/T
0
0.5
1
f
-2T -3T/2 -T -T/2 0 T/2 T 3T/2 2T
0
0.5
1
t
Nyquist Kriterien
2. Kriterium für t= nT/2
Bsp:
Spektrum
Zeit
Augendiagramm
...,2n0
1n5.0
0n1
)2/nT(p
p tt T
t T
t T
t T( )
sin( / )
/
cos( / )
( / )
1 4 2
Spektrum wird breiter: Raised Cosine
T/1f
T/1f
0
)Tfcos(1)f(P
Kriterien für die Pulsform am Ausgang des MF
20-2T -3T/2 -T -T/2 0 T/2 T 3T/2 2T
-0.5
0
0.5
1
1.5
t
-1.5/T -1/T -0.5/T 0 0.5/T 1/T 1.5/T
0
0.5
1
f
-2T -3T/2 -T -T/2 0 T/2 T 3T/2 2T
0
0.5
1
t
Nyquist Kriterien
Bsp. Fig. = 0.5
Spektrum
Zeit
Augendiagramm
1. Nyquist Krit. ganz erfüllen2. Nyquist Krit. so gut wie möglich
Bandbreite einstellen mit Roll-off Faktor
Tf
Tf
T
Tf
Tf
TfP
2
12
1
2
12
10
0
2
1cos1
1
)(
Spektrum allg:
2)T/t(41
)T/tcos(
T/t
)T/tsin()t(p
Kompromiss:
21
Aufteilung Filter TX - RX
Rauschen macht das Auge zu!Jitter im Abtaster macht das Auge zu!
Abhilfe: • P(f) nach den Nyquist Kriterien wählen• Jitter-arme Abtastregelung entwerfen
-2T -3T/2 -T -T/2 0 T/2 T 3T/2 2T
-0.5
0
0.5
1
1.5
t
Problem:P(f) enthält eigentlich 2 Filter in der Übertragungsstrecke:Das den Sendepuls formende Filter S(f) und das passende MF H(f).Lösung:Verteilen der Nyquist Impulsform auf Sender und Empfänger in gleichem Mass:
)f(P)f(S)f(H z.B. Root Raised Cosine Filter
P.S. Übrige Filter im System tendenziell breitbandig halten kaum ISI
22
Aufteilung Filter TX - RX
)f(P)f(S)f(H Einfachste Implementation für
• Rechteckimpulse s(t)• MF mit Rechteck h(t) (oder Integrate & Dump)• Spektrum
MF-Ausgang erfüllt auch beide Nyquistbedingungen!
Nachteil: Kanal muss viel Bandbreite bereitstellen / erlauben
Mittels Simulation kann auch eine Lösung mit Rechteck und Tiefpassfilter gefunden werden (vgl. Slide 13)
2
Tf
)Tfsin()f(P
R()
0 T 2T
MFIntDump
Optimal Sample Time
23
Erkenntnisse MF
Die Pulsform spielt keine Rolle, nur Energie Es
Die äquivalente Noise Bandbreite beträgt
Optimale Detektion mit MF oder Korrelator auf s1(t) – s2(t)
ISI: Das Ausgangssignal p(t) des Matched Filter/Korrelator sollte näherungsweise die Nyquistkriterien erfüllen
Das Sendepulsspektrum sollte möglichst Bandbreite sparend gewählt sein
Praktische Lösungen:
2
R
T2
1Beq
Rechteckpuls Rechteckpuls TP Filter 2.O. R/2
Integrate&Dump TP Filter 2.O. R/2
Root Raised CosineSendepulse
Root Raised Cosine MF
Simple DSP
Tx:
Rx:
24
Bitfehler-Wahrscheinlichkeit
- Bit Error Rate = BER - Rauschen sei weiss und Gauss verteilt mit Leistung N = N0∙Beq
Entscheidende Frage:Welche BER kann man für ein gegebenes S/N bzw. Eb/N0 bekommen,wenn man alles richtig macht ?
3 Fälle von Signalimpulsen sind zu unterscheiden:
Unipolar (On-Off)
Polar (Antipodal)
Orthogonal
A
TbTb
Tb
Tb
A
TbMF:
A Tb
-A
Entgegengesetzte Symbole
0dt)t(s)t(s 2
T
0
1
Nur ein Symbol
A
-A
25
Noise effects – Beispiel Polar
0˚180˚
90˚
270˚
20 dB SNR
2 dB SNR
0˚180˚
90˚
270˚
10 dB SNR
0˚180˚
90˚
270˚
NF
10log B
S/N
Path Loss
-174 dBm/Hz
T2
1B
N
E2
N
S
0
s
out
MF:
26
Bitfehler-Wahrscheinlichkeit
Wahrscheinlichkeit dass der Effektivwert der Entscheider-Spannung den Wert ux ist wie folgt verteilt für Data 0 und Data 1:
Signalwerte
Schwelle Standardabweichung
normiert auf rauschfreien Effektivwert des MF Ausgang zu t=nT: p(0) = ES
Unipolar
Schraffierte Fläche (Q-Funktion) führt zu Fehlentscheiden!
28
Bitfehler-Wahrscheinlichkeit
0
b
0
s
N
EQ
N2
EQ
N
S
2
1Q])m[d]m['d(PBER
P(d[m]=1)
P(d[m]=0)
P(d‘[m]=1)
P(d‘[m]=0)
P(1|1)
P(0|0)
P(0|1)P(1|0)
Es = SymbolenergieEb = Bitenergie (Energie/Bit)N0 = Rauschleistungsdichte (spektral einseitig)
Unipolar (0/s)
Eb = Es/2muss statistisch auf 2 Bit verteilt werden!
0
2
N
E
N
S s
out
MF:
Für den binären Kanal folgt:(Beweis im Skript)
A
Tb
Bsp.S = A2
Es = A2TbTb
30
Bitfehler-Wahrscheinlichkeit
Es = SymbolenergieEb = BitenergieN0 = Rauschleistungsdichte (spektral einseitig)
0
b
0
s
N
E2Q
N
E2Q
N
SQ])m[d]m['d(PBERPolar (+s/-s)
Vergleich mit unipolar: Gleiche BER wie unipolar erreichbar für ¼ S/N, bzw. ½ Eb/N0
Eb = Es
0
2
N
E
N
S s
out
MF:
p(0) = MF outputzur Zeit kT
Bsp.S = A2
Es = A2TbTb
Tb
A
-A
33
Bitfehler-Wahrscheinlichkeit
Es = SymbolenergieEb = BitenergieN0 = Rauschleistungsdichte (spektral einseitig)
0
b
0
s
N
EQ
N
EQ
N2
SQ])m[d]m['d(PBEROrthogonal (s1/s2)
Vergleich mit unipolar: Gleiche BER wie unipolar erreichbar für ½ S/N, bzw. gleiches Eb/N0
Eb = Es
0
2
N
E
N
S s
out
Vergleich der beiden Ausgänge s1,s2
Schwelle: Diagonale
A
TbMF:
A Tb
-A
Bsp.S = A2
Es = A2Tb
MF:
34
Bitfehler-Wahrscheinlichkeit
Note: In Lit. wird oft bipolar oder antipodal anstatt polar verwendet
and orthogonal
35
Praxis: Best Case BER
and orthogonal0
2
N
E
N
S s
out
NF
10log B
S/N
Path Loss
-174 dBm/Hz
MF:B = Beq = 1/2T
orthogonal Eb = Es
unipolar Eb = Es/2
polar Eb = Es
MF:
36
Beispiel: Best Case BER
and orthogonal
Linkbudget:
EIRP = 0 dBm, Gr = 3dB
Path Loss 110 dBNF = 8 dBN0 = -174 dBm/Hz + NF
Bitrate R = 200 kBit/sPolar Impuls
Pr = -107 dBm
Beq = 100 kHz
N = -116 dBm S/N = 9 dB
2Es/N0 = 9 dB,
Es/N0 = Eb/N0 = 6 dB
Curve Polar BER = 3·10-3
37
Vergleich mit S/N oder Eb/N0
Ist unipolar in Praxis wirklich gleich gut wie orthogonal?
Bei gleichviel aufgewendeter Energie pro Bit: ja die beiden haben gleiche BER
Tb Tb
A
Tb
A
Tb
S0(t) S1(t)
-A
2A
Für Systeme die nur Energie limitiert sind ist Aussage also richtigz.B. Batteriebetriebene Systeme die möglichst lange arbeiten sollen, Satellitensender, Wireless Sensor Netzwerke
Für Systeme mit Sendern die in der Spitzenleistung limitiert sindist die Aussage falschz.B. in EIRP regulierten Funksysteme ist unipolar 3 dB schlechter i.A. Short Range Devices
P.S.: Implementationsverluste nicht berücksichtigt
38
Alternative1: Signal Space Concept
(ES,0)(-ES,0) (ES,0)(0,0) (ES,0)
(0,ES)
• Polar signal is 3dB more efficient than orthogonal signal
– Polar signal gives better performance (3dB) with same signal Energy ES
• On Off performance is 6 dB worse than Polar signal and 3 dB worse than Orthogonal signal
– Average transmitted signal energy (Eb) is 3dB less than Polar and Orthogonal signal
For same Es :
Es = Pulse Energy
Im Signalraum Darstellung Es eintragen und Distanz D bestimmen und in BER Formel einsetzen:
)N2
D(QBER
0
2
• Noise Free case Polar On-Off Orthogonal
39
Alternative 2: BER – Allg. Fall
T
0
221d dt)t(s)t(sE
0
d
N2
EQ])m[d]m['d(PBER
s1,s2: verwendete Symbole
Bestimme Energie des Differenzsignals
Setze Ed ein in der allg. BER Beziehung
P.S. Methode gibt immer das richtige Resultat für alle Signaltypen
Mathematisch einfacher zu berechnen via Energie des Differenzsignals:Virtueller äquivalenter Detektor:Betrachtet man als Eingangssignal das Differenzsignal si(t) = ±(s1(t) – s2(t)),so benutzt man ein MF oder Korrelator auf das Differenzsignal s1(t) – s2(t)und eine Entscheiderschwelle 0 bei 0.
40
Erkenntnisse BER
)N2
E(QBER
0
S
(ES,0)(0,0)
On-Off
(ES,0)(-ES,0)
Polar
(ES,0)
(0,ES)
Orthogonal
)N
E(QBER
0
S )N
E2(QBER
0
S
)N
E(QBER
0
b )N
E2(QBER
0
b)
N
E(QBER
0
b
Praxis Case1: Sendeleistung ist reguliert: S konstant, S = ES/T ES
Praxis Case2: Batterie Kapazität begrenzt: Eb konstant
> >
>=
dt)t(sE 2
SNote:
41
Summary
• Ein Optimalfilter (Matched Filter) ist eine Art Mittelungsfilter• Es maximiert das Signal zu Geräuschverhältnis des Empfangsignals• Sein Amplitudengang ist identisch mit Betrag des Spektrum des Signalpulses• Seine Stossantwort ist die zeitlich gespiegelte Form des gesendeten Signals.
Ist die Stossantwort symmetrisch, so kann das gleiche Filter für Empfänger und Sender benutzt werden
• Das Root raised cosine Filter ist ein solches Matched Filter, welches auch noch die Intersymbol Interferenz reduziert
• Integrate & Dump Filter sind nur für Rechtecksignale Matched Filter• Weitere systembedingte Filter (Kanal) machen das Optimalfilter
nicht ideal aber sind meist immer noch der beste Praxis Ansatz• Das Matched Filter minimiert die BER des Empfangsignals.
Die BER Gleichungen gehen immer von der Annahme aus, dass ein Matched Filter verwendet wurde
• Bei fixer Sendeleistung gilt für BER unipolar > orthogonal > polar• Allg. berechnet man die BER mit der Q-Funktion und der Energie des
Differenzsignals der für die Bitwerte 0 und 1 benutzten Pulse
42
The 10 $ Question
00
d
N
T2Q
N2
EQBER
Welche Signalform ist besser: ±1 Polar oder das abgebildete y1(t), y2(t) - Signal
Vgl. Polar
00
d
N
T2Q
N2
EQBER
Beide haben die gleiche BER.
Vorteil von y(t): RZ Format TaktNachteil von y(t): Doppelter Leistungsverbrauch (4-fach Peak Power)
Check:
Das Differenz Matched Filter liefert S/N = Ed/2N0 mit Ed ~ Amplitude2
2/T
0
T
2/T
22T
0
221d T4dt)20(dt)02(dt)t(s)t(sE
No free lunch !