Entwicklung und Bau eines Demonstrationsmessgerätes · PDF fileEKG-Signals beruht auf dem Prinzip der Differenzspannungsmessung mit dem Operati-1 Einführungskapitel 2 onsverstärker

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Institut für Technik und ihre Didaktik

Entwicklung und Bau eines

Demonstrationsmessgerätes zur

Messung von Biosignalen

MASTERARBEIT

Themensteller: Prof. Dr. Chr. Hein

Vorgelegt von:

Tobias Gunnemann

vorgelegt am 24.01.2012

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Entwicklung und Bau eines Demonstrationsmessgerätes

zur Messung von Biosignalen

Masterarbeit von Tobias Gunnemann (WS 2011/12)

Westfälische Wilhelms-Universität Münster Institut für Technik und ihre Didaktik

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Inhaltsverzeichnis

1 Einführungskapitel ..................................................................................... 1

1.1 Zielstellung ......................................................................................................... 1

1.2 Bedeutung und Einordnung der Arbeit in das Technikstudium................... 1

1.3 Methodologie und Ergebnisform...................................................................... 2

2 Physiologische und anatomische Grundlagen des Biosignals ................. 3

2.1 Entstehung des bioelektrischen Signals am Herzen ...................................... 3

2.1.1 Aufbau und Funktion der Nervenzelle 4

2.1.2 Das Aktionspotential 7

2.2 Entstehung des EKGs....................................................................................... 9

2.2.1 Das Reitzleitungssystem im Herzen 10

2.2.2 Ableitung des EKGs 11

2.2.3 Eigenschaften des EKGs 14

2.3 Entstehung und Eigenschaften des Pulsschlags ........................................... 15

3 Elektronische Verarbeitung von Biosignalen (EKG).........................- 16 -

3.1 Messtechnische Anforderungen ............................................................... - 16 -

3.2 Signalerzeugung......................................................................................... - 17 -

3.2.1 Signalaufnahme – Die Messelektrode - 17 -

3.2.2 Signalverstärkung – Der Instrumentationsverstärker - 18 -

3.2.3 Berechnung eines Instrumentationsverstärkers aus 3 OPV - 21 -

3.2.4 Gleichtaktunterdrückung (CMRR) - 22 -

3.3 Einkopplung von Störungen in die Messschaltung................................. - 25 -

3.3.1 Galvanisch eingekoppelte Störungen - 25 -

3.3.2 Kapazitive eingekoppelte Störungen - 26 -

3.3.3 Induktiv eingekoppelte Störungen - 26 -

3.3.4 Elektromagnetisch eingekoppelte Störungen - 27 -

3.4 Analoge Filterung ...................................................................................... - 28 -

3.4.1 Der Hochpass - 28 -

3.4.2 Der Tiefpass - 29 -

3.4.3 Der Kerbfilter (Notchfilter) - 29 -

4 Entwicklung und Dimensionierung der EKG-Messschaltung .........- 31 -

4.1 Struktur der Messkette ............................................................................. - 32 -

4.1.1 Die Elektroden – Modul A - 33 -

iv

4.1.2 Überspannungsschutz und RFI-Protection – Modul A - 33 -

4.1.3 Instrumentationsverstärker – Modul A - 35 -

4.1.4 Offsetabgleich – Modul A - 36 -

4.1.5 Schirmung der Elektrodenmessleitung – Modul A - 37 -

4.1.6 Driven Right Leg Circuit (DRL) – Modul A - 38 -

4.1.7 Hochpass – Modul A - 39 -

4.1.8 Galvanische Trennung – Modul B - 42 -

4.1.9 Offset II – Modul C - 43 -

4.1.10 Bandsperre (50 Hz Notch-Filter) – Modul D - 44 -

4.1.11 Tiefpass – Modul E - 46 -

4.1.12 Nachverstärkung - 51 -

4.1.13 Die Spannungsversorgung - 52 -

4.1.14 Ausgang / Anzeige / Messpunkte - 52 -

4.1.15 Gesamtschaltung - 54 -

4.2 Messergebnisse........................................................................................... - 55 -

4.3 Messschaltung in Form eines kompakten Messgerätes.......................... - 58 -

5 Entwicklung und Dimensionierung des Pulszählers..........................- 60 -

5.1 Blockschaltbild........................................................................................... - 61 -

5.2 Entwicklung und Dimensionierung des Pulsmessers ............................. - 62 -

5.2.1 Der Pulssensor - 62 -

5.2.2 Verstärkerstufen - 63 -

5.2.3 Tiefpass - 64 -

5.2.4 Monostabiler Multivibrator - 64 -

5.2.5 Das digitale Zählmodul - 65 -

5.2.6 Schaltverhalten des monostabilen Multivibrators (MMV) - 66 -

5.2.7 Gesamtschaltung - 71 -

6 Ausgabe und Anzeige des EKG-Signals durch Software ..................- 72 -

6.1 Audacity.................................................................................................................. - 72 -

6.2 EKG Monitor V1.0 SRC (Java)........................................................................... - 73 -

6.3 USB-Mini-Scope-Modul ........................................................................................ - 73 -

Quellen............................................................................................................. iii

Anhang ........................................................................................................... vii

1 Einführungskapitel 1

1 Einführungskapitel

Die Messung von Biosignalen hat eine weitreichende Geschichte. Im Jahre 1787 entdeckte

Galvani zufällig an einem Froschschenkel, dass sich Muskeln durch einen elektrischen

Strom kontrahieren lassen. Schon 1876 gelang es E. J. Marey erstmals, diese Vorgänge

grafisch darzustellen. Mit der Entwicklung der Röhrenverstärker konnten die Messungen

im Laufe der Zeit erheblich präzisiert werden. Heute erfolgen diese Art von Messungen

durch integrierte Schaltkreise und Mikroprozessoren. Für den medizinischen Bereich sind

die Informationen, die der menschliche Körper erzeugt, Grundlage jeder ärztlichen Diag-

nose. Speziell die Elektrokardiographie (EKG) entwickelte sich zu den am meisten ver-

wendeten medizinischen Untersuchungsmethoden. Im Rahmen dieser Masterarbeit wurde

das EKG-Messverfahren untersucht und darauf aufbauend ein eigenes Demonstrations-

messgerät entwickelt. Zusätzlich wurde ein vergleichbares Gerät in kompakter und handli-

cher Größe entwickelt, um auch den mobilen Einsatz solcher Geräte zu unterstreichen. Da

auch der Pulsschlag als Biosignal ein wichtiger Indikator in der Medizin ist, wurde darüber

hinaus ein Pulsmessgerät mit einem damit verbundenem Zählmodul entwickelt.

1.1 Zielstellung

Ziel der Entwicklung ist ein Demonstrationsmessgerät zu entwerfen, an dem systematisch

dargestellt werden kann, aus welchen Modulen sich die Messkette bei der EKG-Messung

zusammensetzt. Die Schaltung soll verschiedene Messpunkte beinhalten, sodass die Verar-

beitung des Messsignals verfolgt werden kann. Die Anzeige des EKG-Signals soll über

eine Audio-Software am Laptop erfolgen. Ziel ist es außerdem, ein präzises Messergebnis

zu erzielen, sodass einfache medizinische Erkenntnisse aus dem Signalverlauf gewonnen

werden können.

Der Pulsmesser soll den Pulsschlag optisch erfassen und das erzeugte Signal dahingehend

weiterverarbeiten, sodass ein Zählmodul angesteuert werden kann. Beide Geräte sollen aus

didaktischer Perspektive übersichtlich und leicht verständlich aufgebaut werden.

1.2 Bedeutung und Einordnung der Arbeit in das Technikstudium

Die vorliegende Arbeit bezieht sich auf unterschiedliche didaktische Aspekte des Technik-

studiums: In erster Linie wird sich auf die Grundlagen der Messtechnik bezogen, welche

schwerpunktmäßig im Modul 4 der Studienordnung behandelt werden. Die Messung des

EKG-Signals beruht auf dem Prinzip der Differenzspannungsmessung mit dem Operati-

1 Einführungskapitel 2

onsverstärker. Dieser wird im Zusammenhang mit der Einführung in die Regelungstechnik

behandelt. Der OPV ist eine integrierte Schaltung und seine Funktion wird von seiner äu-

ßeren Beschaltung bestimmt. Die Reduzierung komplexer (in diesem Fall elektrotechni-

scher) Vorgänge auf ihre wesentlichen Merkmale ist ein entscheidender Aspekt der didak-

tischen Vermittlung von Technik. Somit ist der einfache Baustein des OPV ideal, um die

eigentliche Funktion einer Messschaltung übersichtlich darzustellen und den praktischen

Aufbau zu erleichtern.

Die Aktivität des Herzens beruht auf biochemischen Vorgängen, die biologisch erklärbar

sind. In der vorliegenden Arbeit werden Vorgängen der Messtechnik mit den physiologi-

schen und biochemischen Funktionen des Körpers und seines Durchblutungssystems ver-

knüpft (aus einem Biosignal wird ein elektrisches Signal erzeugt).

1.3 Methodologie und Ergebnisform

Die Dimensionierung und Entwicklung der Messschaltung wurde wesentlich durch geplan-

tes experimentelles Vorgehen realisiert. Grundlegende Informationen der Mess- und Filter-

technik stammen aus dem Grundlagenwerk „Halbleiter-Schaltungstechnik“ von Tiet-

ze/Schenk.1 Ebenso diente als wesentliche Grundlage für die Entwicklung der Messschal-

tung das Fachbuch „Biosognalverarbeitung“ von P. Husar.2

Bei der Herangehensweise wurden zunächst Mess- und Filterschaltungen in einzelnen Mo-

dulen auf Steckbrettern aufgebaut und die jeweilige Funktion in einzelnen Schritten über-

prüft. Für den endgültigen Aufbau wurde die Messschaltung auf einzelnen Leiterplatten

hergestellt, welche zum Schluss in einem Behältersystem zusammengefügt wurden.

Mit dem Gesamtsystem können die Vorgänge der Signalgewinnung, Verarbeitung und

Anzeige (Auswertung) fachübergreifend und unterrichtlich demonstriert werden. Bei der

Dimensionierung der Messschaltung wurden die technischen Sicherheitsstandards ein-

gehalten. Zur Einführung der Messung von Biosignalen wird zunächst dargestellt, auf wel-

che Weise der menschliche Körper das zu messende Signal erzeugt und welche Eigen-

schaften dieses Signal hat. Im Anschluss daran wird untersucht, wie Biosignale verarbeitet

werden können und welche Anforderungen an die Schaltung gestellt werden müssen. Der

Hauptteil der Arbeit bezieht sich auf die Entwicklung und die Dimensionierung der Mess-

schaltungen sowie auf die gewonnen Messergebnisse.

1 TIETZE, Ulrich / SCHENK, Christoph, Halbleiter-Schaltungstechnik, Heidelberg 2002. 2 HUSAR, Peter, Biosignalverarbeitung, Heidelberg 2010.

Physiologische und anatomische Grundlagen des Biosignals 3

2 Physiologische und anatomische Grundlagen des Biosignals

Der menschliche Körper erzeugt aufgrund biochemischer und physikalischer Prozesse

zahlreiche Biosignale, die Aufschluss über die Körperaktivität geben können. Durch Sen-

soren werden diese Signale zu messbar gemachten biologischen Größen. Unterschieden

wird dabei zwischen elektrischen Biosignalen und nichtelektrischen Biosignalen. Die vor-

liegende Tabelle3 differenziert dazu genauer die verschieden Arten von Biosignalen:

Elektrische Biosignale Nichtelektrische Biosignale

Elektrokardiogramm ( EKG) Atmung

Elektromyogramm (EMG) Körpertemperatur

Elektroenzephalogramm (EEG) Augenbewegung

Elektrodermale Aktivität (EDA Blutvolumenamplitude

Elektrokortiogramm (ECoG) Gestik / Bewegung

Stimme / Sprechen

Im fachwissenschaftlichen Bereich gehört die Biosignalverarbeitung zu Kategorien inner-

halb der Medizintechnik bzw. der medizinischen Informatik. Schwerpunktmäßig wird dort

die Biosignalerfassung, die Analyse und Interpretation sowie die Modellierung von medi-

zinischen und biologischen Informationen behandelt.4

Besonders die Ermittlung des EKGs und die Bestimmung der Pulsfrequenz gehören zu den

gängigsten medizinischen Messvorgängen. Die Ableitung solcher Biosignale kann somit

als „Schnittstelle“ des Körpers bezeichnet werden, um Auskunft über Vitalaktivitäten des

menschlichen Körpers zu erhalten.

2.1 Entstehung des bioelektrischen Signals am Herzen

Um die Entstehung eines bioelektrischen Signals nach zu verfolgen, muss das Nervensys-

tem genauer untersucht werden. Hierbei handelt es sich um eine Vernetzung einzelner

Nervenzellen, durch die die so genannte Erregungsleitung die Weiterleitung elektrischer

3 HUSAR, Peter, Biosignalverarbeitung, Heidelberg 2010, 24. 4 Vgl., VDE Verband der Elektrotechnik Elektronik Informationstechnik e.V., http://www.vde.com/de/fg/dgbmt/arbeitsgebiete/fachausschuesse/bsi/schwerp/Seiten/Start.aspx, abgerufen am 11.01.2012.


Reize ermöglicht.5 Zur deutlichen Funktionsdarstellung wird daher zunächst die einzelne

Nervenzelle betrachtet und aufbauend darauf das Ruhe- und Aktionspotential beschrieben.

2.1.1 Aufbau und Funktion der Nervenzelle

„Das Neuron (Nervenzelle) ist der Grundbaustein aller sensorischen (visuellen, akusti-

schen, somatischen) und motorischen Systeme sowie des zentralen und pheripheren Ner-

vensystems.“6 Nervenzellen senden durch biochemische Prozesse Signale zur nächsten

Nervenzelle. Ermöglicht wird dies durch Konzentrationsunterschiede von Ionen im Intra-

und Extrazellulärraum.7 8 Der Grundaufbau einer Nervenzelle besteht zunächst aus dem

Zellkörper, in dessen Zellkern sich die DNS befindet. Die Dendriten sorgen für den Emp-

fang von Signalen anderer

Nervenzellen. Das Axon sendet

diese Signale weiter zur nächsten

Nervenzelle. Das Axon sitzt mit

der motorischen Endplatte auf den

Muskelzellen oder ist direkt über

Synapsen mit der nächsten

Nervenzelle verbunden.9 Aus

signalanalytischer Sicht besitzt die

Nervenzelle somit mehrere

Signaleingänge und mit dem

Axon einen Signalausgang. Somit

können diese Gegebenheiten als

MISO-System bezeichnet werden

(Multi-Input-Single-Output).10

Für die Signalverarbeitung relevant ist, dass die einzelnen Zellmembranen als Lipid-

Doppelschicht für Ionen im Normalzustand (unerregt) relativ undurchlässig sind.11 Durch

spannungsgesteuerte Ionenkanäle, die sich in Abhängigkeit des Membranpotentials öffnen

und schließen können, wird jedoch die semipermeable Zellmembran für Ionen durchläs-

5 Vgl., CAMPBELL, Neil A. / REECE, Jane B., Biologie, München 2006, 1054. 6 Vgl., HUSAR, Peter, Biosignalverarbeitung, Heidelberg 2010, 9. 7 Der Intrazellularraum ist der Bereich innerhalb einer Nervenzelle. Der Extrazellularraum ist dagegen der Bereich außerhalb der Zellen, der mit Flüssigkeit gefüllt ist. 8 Vgl., LATHE, Wolfgang, Duden – Nervensystem und Sinnesorgane, Mannheim 2005.10 9 Ebd. 10 Vgl., HUSAR, 9.

Abb. 2.1


sig12, sodass Signalaufnahme, -verarbeitung und Weiterleitung in der Zelle stattfinden

kann.

Das Ruhemembranpotential

Das Ruhemembranpotential (Ruhepotential) beschreibt das zeitlich unveränderte Memb-

ranpotential am Axon einer Nervenzelle in ihrem unerregtem Zustand.13 In diesem Ruhe-

zustand besteht ein Konzentrationsunterschied der Ionen zwischen Innenraum und Außen-

raum, bei dem sich über der Membran eine negative Potentialdifferenz zwischen -60 bis -

120mV einstellt.14 Die wichtigsten Ionen innerhalb des Signalaustausches der Zelle sind

hierbei )( +Na Natrium-, )( +K Kalium-, )( 2+Ca Calzium- und )( −Cl Chloridionen. Im Au-

ßenraum (extrazellulär) sind relativ viele Natrium- und Chloridionen gelöst, sodass eine

kochsalzähnliche Lösung die Membran umgibt. Die Ionenverhältnisse lassen sich anhand

der Tabelle15 ungefähr bestimmen:

Konzentration

(mMol/l) )( +Na )( +K )( 2+Ca

andere

Kationen )( −Cl

organische

Anionen

intrazellulär 7-11 120-155 45 1010 −− − 0 4-7 155

extrazellulär 144 4-5 2 5 120 0

Berechnung des Gleichgewichtspotential nach der Nernst-Gleichung16

Die elektrische Potentialdifferenz, die sich im Ruhezustand der Nervenzelle einstellt, wird

als Gleichgewichtspotential KE bezeichnet und lässt sich mit dem Konzentrationsverhältnis

der Kalium-Ionen bestimmen.

( )( )innen

außenK K

K

Fn

TRE ln⋅

⋅⋅=

R = ideale Gaskonstante

n = Valenzzahl der Elektronen

F = Faraday-Konstante

(K)außen und (K)innen = Außen- und Innenkonzentration der Kalium-Ionen

11 Vgl., LATHE 14 12 Vgl., HUSAR, 9. 13 Vgl., Wikipedia, „Ruhemembranpotential“, http://de.wikipedia.org/wiki/Ruhemembranpotential, abgerufen am 11.01.2012. 14 Vgl., LATHE, 16. 15 Vgl., Wikipedia, „Ruhepotential“, http://de.wikipedia.org/wiki/Ruhepotential, abgerufen am 11.01.2012. 16 Vgl., BOROCKI, Hans, Schülderduden Chemie – Ein Sachlexikon der gesamten Schulchemie, Meyers Lexikon, Mannheim 1995, 278.


T = absolute Temperatur (Kelvin)

Wird Fn

TR

⋅⋅

zu einer Konstanten kombiniert, so beträgt die Konstante k bei einer Körper-

temperatur von 37°C: mVk 54,61= .17 Wandelt man den dekadischen Logarithmus um,

ergibt sich für das Gleichgewichtspotential KE folgendes:

( )( ) mVmVEK

KkE K

innen

außenK 78,91

155

5log54,61log −=⋅=⇒⋅=

Eine Nervenzelle, die nur für Kalium-Ionen permeabel ist, hätte somit ein Ruhemembran-

potential von -91,78mV. Im Normalfall liegen die Werte jedoch meistens zwischen -60 bis

-70mV. Ursache dafür ist, dass die Zellmembran auch für andere Ionenarten durchlässig

ist.

Festhalten lässt sich, dass in der Zelle stets zwei verschiedene Kräfte wirken:

1. Chemische Kräfte (aufgrund des Konzentrationsunterschieds der Ionen)

2. Elektrische Kräfte (aufgrund eines Potentialunterschieds zwischen positiv gela-

denen Kationen und negativ geladenen Anionen)

Da durch den permanenten Austausch von Ionen durch die Zellmembran stets ein gewisser

Teil von Natrium-Ionen durch die Membran diffundiert, werden die negativen Ladungen

durch die positiven Natrium-Ionen neutralisiert.18 Das Ruhepotential schwächt ab, sodass

zur Herstellung des Gleichgewichtszustandes Kalium-Ionen nach außen geleitet werden

müssen. Wird der Anteil der Kalium-Ionen in der Zelle zu klein, würde das Ruhepotential

abgeschwächt werden. Zur Aufrechterhaltung dieser Potentialdifferenz sorgt ein Protein,

dessen Funktionsweise als Natrium-Kalium-Ionenpumpe bezeichnet wird.19 Durch diese

Ionenpumpe bildet sich ein dynamisches Gleichgewicht, bei dem Ionen gegenseitig ausge-

tauscht werden. Wird dieses Gleichgewicht durch einen Reiz verschoben, fließen schlagar-

17 Vgl., BRAUN, Hans A., Skript zur Vorlesung Physiologe für Psychologen, WS 02/03 „Berechnung Membranpotenial“, http://www.clabs.de/Physio%20f%FCr%20Psychos%20Membranpotentiale.pdf, abgerufen am 05.01.2012. 18 Vgl. CAMPBELL, Neil A. / REECE, Jane B., Biologie Seite 1054. 19 Vgl., HUSAR, 10.


Abb. 2.2

tig Ionen. Der zeitliche Verlauf dieser Flussdynamik wird als Aktionspotential bezeich-

net.20

2.1.2 Das Aktionspotential

Das Aktionspotential ist eine vorübergehende Abweichung vom Ruhepotential und besteht

aus einem vierphasigen Verlauf. Dieser Verlauf besitzt eine konstante Signalform die in

der Grafik (Abb 2.2) dargestellt ist. Ausgehend vom Zustand des Ruhemembranpotentials,

besteht das Aktionspotential aus folgenden Phasen21:

1. Die Initiationsphase wird hervorgerufen

durch einen Reiz, der über die Synapsen

in die Zelle gelangt. Das

Ionengleichgewicht wird dadurch

verschoben, was zu einer Positivierung

der Spannung bis zum Schwellenpotential

sorgt.22 Bei Überschreitung der Schwel-

lenspannung öffnen sich die Natrium-

Kalium-Ionenkanäle, sodass ein Io-

nenfluss möglich ist (siehe Grafik) und

das Aktionspotential ausgelöst wird.

2. Innerhalb der Depolarisationsphase

summieren sich die von den Synapsen

kommenden Signale zeitlich und räumlich auf

und überschreiten die Schwellenspannung. Die Natrium-Kanäle öffnen sich und Natri-

um-Ionen strömen ein, sodass ein positiver Strom fließt. Das Membranpotential ändert

sich von einem negativen Spannungswert hin zu einem positiven (zwischen +20 und

+30 mV). Die Natrium-Kanäle schließen sich darauf wieder und bleiben für eine be-

20 Vgl., MARKL, Jürgen (Hrsg.), Biologie, München 2006, 1054. 21 HUSAR. 10. 22 Vgl., Wikipedia, „Aktionspotential“, http://de.wikipedia.org/wiki/Aktionspotential, abgerufen am 02.01.2012.


stimmte Zeit verschlossen (=absolute Refraktärzeit). Ein weiteres Aktionspotential

kann innerhalb dieser Zeit nicht ausgelöst werden.23

3. In der Repolarisationsphase bleiben die Natrium-Kanäle geschlossen und die Kali-

um-Kanäle öffnen sich. Ein negativer Strom und das Aktionspotential fällt ab in Rich-

tung Ruhepotential.24

4. Die Hyperpolarisationsphase bezeichnet den Bereich, in dem die Spannung auf ei-

nen Wert von -90 mV abfällt und sich dann wieder das Gleichgewicht des Ruhepoten-

tials einstellt. Kalium-Ionen fließen in dieser Phase nach außen und die Kalium-

Kanäle schließen mit einer Verzögerung als die Natrium-Kanäle.25

Die Dauer eines Aktionspotentials einer Nervenzelle beträgt im Durchschnitt ca. 1,5 ms.

Innerhalb des Herzen kann die Erregungsphase eine Dauer von bis zu 300 ms betragen.26

Das Aktionspotential setzt sich entlang der Membran fort und erreicht dabei Geschwindig-

keiten von 1 m/s bis 100 m/s. 27 28

Aus elektrischer Sicht sind die

Ionenflüsse der Natrium- und

Ladungsverschiebungen, die einen

elektrischen Strom verursachen.

Betrachtet man den Zeitverlauf der

Spannung über der Membran und den

Strom durch die Membran, wird

deutlich, dass die Membran elektrisch

wie eine Kapazität wirkt.29

Weiterleitung des Aktionspotentials

Die Fortleitung des Aktionspotentials im Körper entsteht in Folge einer Kettenreaktion

entlang des Axons. Ist die Depolarisationsphase beendet, wird die angrenzende Nervenzel-

23 HUSAR, 10. 24 Ebd. 25 Vgl., CAMPBELL, 1058. 26 Vgl., CAMPBELL, 1179. 27 Vgl., HUSAR, 11. 28 Eine sehr detaillierte Flash-Animation zur Entstehung des Aktionspotentials findet sich unter: http://www.u-helmich.de/bio/neu/1/12/121/vert4.html. 29 HUSAR, 12.

Abb. 2.3


le erregt. Da die zuerst erregte Nervenzelle sich in diesem Moment noch innerhalb der Re-

fraktärzeit befindet, kann die Weiterleitung des Aktionspotentials nur in eine Richtung

stattfinden. Dies wird als kontinuierliche Erregungsleitung bezeichnet.30 Betrachtet man

einen einzelnen Muskelstrang in Bezug auf seine Eigenschaften als Signalleiter, lassen sich

folgende Aussagen festhalten:

1. In einem erregten Muskelbezirk ist das Potential niedriger als an einem nicht erreg-

ten Muskelbezirk.

2. Beide Bereiche bilden zusammen einen Dipol, wodurch ein elektrisches Feld gebil-

det wird. Dieses elektrische Feld lässt sich an der Körperoberfläche mit Klebeelekt-

roden nachweisen.

3. Sind die Muskelbezirke gleichmäßig erregt oder gleichmäßig unerregt, bildet sich

kein Dipol und somit kein elektrisches Feld. Potentialunterschiede sind nicht mess-

bar, sodass es auch keinen Ausschlag am Messgerät gibt.

Dickere Nervenfasern (z.B.: am

Rückenmark) überschreiten den

Spannungsschwellwert schneller,

als dünnere.31 Der elektrische

Widerstand eines Leiters verhält

sich umgekehrt proportional zum

Quadrat des Leitungsdurchmessers:

4

2dA

l

AR

A

lR ⋅=⇒⋅=⇒⋅= πρρ

Daher gilt: je größer der Durchmesser einer Nervenfaser ist, desto höher ist auch die Wei-

terleitungsgeschwindigkeit.

2.2 Entstehung des EKGs

Das EKG-Messgerät misst die Potentialdifferenzen am Körper, die durch die Kontraktion

des Herzmuskels hervorgerufen werden. Diese Erregungsabläufe werden als Funktion der

Zeit grafisch dargestellt. Aufgrund der Leitfähigkeit des Haut- und Muskelgewebes ist die-

30 Vgl., CAMPBELL, Biologie, 1062. 31 Vgl., CAMPBELL, Biologie, 1061.

Abb. 2.4


ses Biosignal theoretisch überall an der Körperoberfläche nachweisbar. Um medizinische

Aussagen über die Herzaktivität zu treffen, müssen jedoch definierte Ableitpunk-

te/Messpunkte am Körper verwendet werden. Diese werden in Kap. 2.2.2 eingehend be-

schrieben. Da es sich bei den Herzmuskelzellen um spezielle Nervenzellen (so genannte

Schrittmacherzellen) handelt, wird zunächst dargestellt, wie das Reitzleitungssystem im

Herzen aufgebaut ist.

2.2.1 Das Reitzleitungssystem im Herzen

Das Reizleitungssystem des Herzens ist die Grundlage für den koordinierten Kontraktions-

ablauf. Unterschieden werden dazu zwei Kontrakionsphasen: Die Systole als Anspan-

nungs- bzw Auswurfphase und die Diastole als Entspannungsphase.32

Jede Kontraktion wird durch einen elektrischen Impuls ausgelöst. Diese elektrischen Im-

pulse werden im Sinusknoten gebildet, der sich im oberen rechten Vorhof des Herzens

befindet. Das Herz ist somit in der Lage „sich selbst“ zu erregen.33 Der Sinusknoten funk-

tioniert als physiologischer Herzschrittmacher. Die Erregung verläuft über die Vorhof-

muskulator zum AV-Knoten (Atrioventrikularknoten). Vorhöfe und Kammern sind dabei

jedoch elektrisch voneinander getrennt. Das Gewebe zwischen diesen Stellen verhindert

die Weiterleitung des Impulses. Die Erregung kann somit nur über den AV-Knoten in die

Kammern kommen. Von physiologischer Bedeutung ist darüber hinaus eine

Erregungsverzögerung die im AV-Knoten gebildet wird.34 Hierdurch wird ermöglicht, dass

sich die Herzkammern ausreichend mit Blut füllen können. Ist die Kammer gefüllt, gelangt

die Kontraktion zu den Vorhöfen. Durch diese wechselseitige Kontraktion pumpt das Herz

bis zu 5 Liter pro Minute durch den Körper (bei körperlicher Belastung sind es bis zu 25

Liter pro Minute).35 Der AV-Knoten hat darüber hinaus noch eine weitere Funktion als

Schrittmacher. Sollte der Sinusknoten in seiner Funktion gestört sein, übernimmt der AV-

Knoten die Erregung, sodass das Herz weiter schlagen kann.36

Das Herz ist in der Lage auch ohne äußere Nervenanschlüsse zu schlagen. Betrachtet man

jedoch den gesamten Organismus des Menschen, ist es erforderlich die Herzleistung an

den erforderlichen Bedarf des Körpers anzupassen. Diese Regelung erfolgt durch das vege-

tative Nervensystem. Bei höherer Leistungsanforderung werden Herzfrequenz sowie die

Schlagkraft des Herzmuskels entsprechend angepasst.

32 Vgl., CAMPBELL, 1180. 33 Vgl., CAMPBELL, 1178. 34 Vgl., CAMPBELL, 1179. 35 Vgl., Wikipedia, „Herz“, http://de.wikipedia.org/wiki/Herz, abgerufen am 15.12.2012.


2.2.2 Ableitung des EKGs

Mehrere Varianten der Ableitung des EKGs finden heutzutage praktische Anwendungen.

Die verschiedenen Ableitungsformen zeichnen die Erregungswelle und die daraus resultie-

renden Potentiale aus unterschiedlichen Perspektiven auf. Nur die genaue Definition dieser

Ableitungspunkte erlaubt es, medizinische Aussagen über das Reizleitungssystem und den

Herzmuskel zu treffen und diese mit anderen Herzkurven zu vergleichen. Unterschieden

werden dabei unipolare und bipolare Ableitungen. Ein vollständiges 12-Kanal-EKG bein-

haltet 12 Ableitungen bei denen simultan die folgenden Ableitungsformen registriert wer-

den: Die drei bipolaren Extremitätenableitungen (nach Einthoven), die drei unipolaren

Extremitätenableitungen (nach Goldberger) sowie die sechs unipolaren Brustwandablei-

tungen nach Wilson.

Ableitung nach Einthoven

Bei einer bipolaren Ableitung steht eine Elektrode als

Referenz zur Verfügung, sodass sich die anderen

Elektroden auf diese Referenz beziehen.37

Die bipolare Ableitung nach Einthoven misst die

Potenzialdifferenz demnach wie folgt:

Ableitung I: → vom rechten Arm

zum linken Arm

Ableitung II: → vom rechten Arm

zum linken Bein

Ableitung III: → vom linken Arm

zum linken Bein

Eine weitere Elektrode am rechten Bein dient der Erdung der Messschaltung. Somit wer-

den vier Elektroden bei dieser Variante benötigt.38

36 Vgl., CAMPBELL, 1178. 37 Vgl., HUSAR, 515. 38 Vgl., KLEINDIENST, Ralf, „EKG-Grundkurs“, http://www.grundkurs-ekg.de/ableitung/ableitung2.htm, abgerufen am 20.12.2011.

Abb. 2.5


Ableitung nach Goldberger

Bei einer bipolaren Ableitung wird die Potentialdifferenz zwischen den Elektroden refe-

renzfrei gemessen.39 Für die Ableitung nach Goldberger werden dazu jeweils zwei zusam-

men geschaltete Ableitungspunkte (indifferente Elektrode) gegen eine dritte (differente)

Elektrode abgeleitet40:

Ableitung aVR → linker Arm und linkes

(augment Voltage Right) Bein zum rechten Arm

Ableitung aVL → linkes Bein und rechter

(augment Voltage Left) Arm zum linken Arm

Ableitung aVF → rechter Arm und linker

(augment Voltage Food) Arm zum linken Bein

Ableitung nach Wilson

Bei der unipolaren Brustwandableitung nach Wilson

wird das EKG-Signal über die zusammen geschalte-

ten Elektroden nach Goldberger, die über ein

Widerstandsnetzwerk miteinander ver-bunden sind

gemessen (RLF). Hierdurch entsteht eine

Nullelektrode (CT=central terminal), die das

Potenzial zwischen CT und den Brustwandableitun-

gen V1-V6 ableitet.41

39 Vgl., HUSAR, 515. 40 Ebd. 41 Ebd.

Abb. 2.6

Abb. 2.7


Abwandlung der Ableitung nach Einthoven

Die für diese Arbeit verwendete reduzierte Ableitung nach Einthoven (nur 3 Klebeelektro-

den) wird aufgrund der einfachen Handhabung besonders bei Rettungseinsätzen ange-

wandt. Es handelt sich dabei um eine Abwandlung der Ableitung nach Einthoven, bei der

das Potential zwischen zwei Messpunkten gegen Masse abgeleitet wird.

Allerdings werden bei Rettungseinsätzen die Elektro-

den der beiden Arme jeweils unterhalb der beiden

Schlüsselbeine positioniert und die Elektrode des

Fußes unterhalb des Herzens angebracht. Bei dieser

Ableitungsmethode werden jedoch nur

Potentialschwankungen in der zweidimensionalen

Ebene erfasst.

Abb. 2.8


2.2.3 Eigenschaften des EKGs

Die typische (idealisierte) Verlaufsform des EKG-Signals eines gesunden Menschen ist in

Abb. 2.9 zu erkennen. Die (normale) EKG-Kurve besteht aus charakteristischen Zacken

und Wellen, die mit den Buchstaben P,Q, R, S, T und U beschrieben werden42.

P-Welle: Die P-Welle besitzt eine Dauer von max. 0,1 Sekunden und beschreibt die Vor-

hoferregung, die durch den Sinusknoten hervorgerufen wird. Der aufsteigende Teil der P-

Welle beschreibt das Zusammenziehen des rechten Vorhofs, der abfallende Teil das Zu-

sammenziehen des linken Vorhofs.

QRS-Komplex: Der QRS-Komplex besitzt eine Dauer von max. 0,1 Sekunden und be-

schreibt die Kammererregung. Die erste negative Erregung ist die Q-Zacke. In der R-Phase

werden die meisten Herzmuskeln erregt, wodurch dieser Ausschlag im EKG als größte

Zacke erkennbar ist. Die S-Phase zeigt, wie die Erregung von der Herzspitze zur Basis der

rechten und linken Herzkammer geleitet wird.

T-Welle: Die Dauer der T-Welle ist abhängig von der gegenwärtigen Herzfrequenz. Sie

beschreibt die Erregungsrückbildung (Repolisariation) der Herzkammer und zeigt in die

gleiche Richtung wie dir R-Zacke.

42 Vgl., KLEINDIENST, Ralf, „EKG-Grundkurs“, http://www.grundkurs-ekg.de, abgerufen am 20.12.2011.

ST-Strecke

Abb. 2.9

QT-Intervall PQ-Intervall


U-Welle: Die U-Welle ist eine (mögliche) flache Erhebung, die der T-Welle folgt. Ihre

Herkunft ist bislang noch nicht eindeutig geklärt. Sie beschreibt jedoch mögliche Nach-

schwankungen der Kammererregungsrückbildung bei Patienten mit Elektrolytstörungen.

PQ-Intervall (max. 0,2 Sekunden) beschreibt den Abstand ab dem Beginn der P-Welle bis

zum Beginn der Q-Zacke. (Erregungsüberleitungszeit)

QT-Intervall (bis max. 0,55 Sekunden) beschreibt den Abstand ab dem Beginn der Q-

Zacke bis zum Ende der T-Welle. Dieser Intervall ist abhängig von der gegenwärtigen

Herzfrequenz. Der QT-Intervall umfasst zeitlich die gesamte intraventrikuläre Erregungs-

dauer.

ST-Strecke Dieser Abschnitt beschreibt den Beginn der Erregungsrückbildung der Herz-

kammern. Der Ausschlag sollte idealerweise nicht über 0,2 mV gehen. Ist dies der Fall

deutet dies auf einen 2O - Mangel hin, der zum Herzinfarkt führen kann.

2.3 Entstehung und Eigenschaften des Pulsschlags

Der Pulsschlag ist die mechanische Auswirkung der Herzkontraktion die durch das arte-

rielle Gefäßsystem fortgeleitet wird.43 Mit jeder Herzkontraktion wird Blut in die Aorta

gestoßen. Dieser Druckstoß breitet sich im Gefäßsystem aus und kann theoretisch an allen

Arterien ertastet werden. Bei jedem Pulsschlag erweitern die elastischen Aortawände auf-

grund des Druckanstiegs ihr Volumen und ziehen sich danach in ihre Ausgangsstellung

wieder zusammen. Hierdurch entsteht eine wellenförmige Bewegung, die als Pulswelle

bezeichnet wird.44

Die Pulsfrequenz ist die Anzahl der Impulse pro Minute. Im Normalfall deckt sich die

Herzschlagfrequenz mit der Pulsfrequenz. Weicht sie jedoch ab, ist dies ein Anzeichen für

eine fehlerhafte Herzmuskelkontraktion (z.B.: Vorhofflimmern oder Durchblutungsstörun-

gen).45

Der Puls dient als Indikator über die Funktion der Herzaktivität und ihrer Regelmäßigkeit.

Außerdem können Informationen über die Druckanstiegsgeschwindigkeit in den herznahen

Gefäßen innerhalb der Systole gesammelt werden.

43 Vgl., Wikipedia, „Puls“, http://de.wikipedia.org/wiki/Puls, abgerufen am 20.11.2011. 44 Vgl., Pflegewiki, „Puls“, http://www.pflegewiki.de/wiki/Puls, abgerufen am 20.11.2011. 45 Ebd.

Elektronische Verarbeitung von Biosignalen (EKG) - 16 -

3 Elektronische Verarbeitung von Biosignalen (EKG)

Bevor es zur eigentlichen Messung des EKGs kommen kann, müssen grundlegende As-

pekte der Messtechnik betrachtet werden. Hierzu zählen zunächst die Anforderungen die

an das elektronische Messverfahren gestellt werden. Erst dann kann übergeleitet werden

zu der Frage, wie sich diese Anforderungen schaltungstechnisch realisieren lassen.

3.1 Messtechnische Anforderungen

Das EKG-Messverfahren stellt beim Abgreifen und Verstärken des Signals einige Anfor-

derungen an die Messschaltungen, die im Folgenden kurz skizziert werden sollen:

→ Ein direkter Abgriff (invasiv) des Messsignals am Herzen wäre möglich, ist jedoch

für den praktischen Gebrauch nicht sinnvoll. Elektroden greifen dagegen das Signal an

der Hautoberfläche ab, wodurch die Leitfähigkeit der Haut eine wichtige Rolle innerhalb

des Messvorgangs einnimmt.

→ Damit das EKG Signal nicht verfälscht wird, sollte der Eingangswiderstand am Ein-

gang des Messverstärkers sehr hoch in Bezug auf den Innenwiderstand der Signalquelle

sein.46 In der medizinischen Messtechnik soll der Eingangswiderstand mindestens das

Hundertfache des Innenwiderstands der Signalquelle betragen.47

→ Die verwendeten Messelektroden sind mit einem Kontaktgel überzogen, die den Kon-

taktwiderstand zwischen Haut und Elektrode reduzieren sollen. Dadurch wird jedoch

gleichzeitig ein galvanisches Element erzeugt, wodurch eine Gleichspannung von bis zu

300 mV entstehen kann. (siehe Kap. 3.2.2)

→ Das eigentliche Messsignal des Herzens ist sehr klein ( mVUD 1< ), sodass eine star-

ke Verstärkung durch die Messschaltung erforderlich ist (Verstärkungsfaktor 1.000 und

mehr)

→ Die Messleitungen zu den Elektroden bilden eine Induktionsschleife, die das Messer-

gebnis beeinflussen kann.

→ Außerdem können sich aufgrund der Empfindlichkeit der Messschaltung Störspan-

nungen in das Messsignal einkoppeln (siehe Kap. 3.3 „Einkopplung von Störungen in die

Messschaltung“).

46 HUSAR, 51. 47 Ebd., 51.


→ Aus sicherheitstechnischer Perspektive ist es sinnvoll die Schaltung entweder mit

Batterien zu betreiben oder eine galvanische Trennung zu integrieren, um mögliche Schä-

den bei Fehlfunktionen vorzubeugen.

3.2 Signalerzeugung

Liegt das zu messende Biosignal bereits als elektrische Größe vor, so wird der Messfüh-

ler als Elektrode bezeichnet. Die elektrischen Veränderungen des Herzmuskels können,

wie beschrieben, an der Hautoberfläche durch verschiedene Ableitungen gemessen wer-

den. Gemessen wird dabei die sich einstellende Differenzspannung zwischen den Elekt-

roden, die in ihrem zeitlichen Verlauf die EKG typische Herzspannungskurve ergibt.

Eigenschaften von Biosignalen

Biosignalen, lassen sich in zwei Kategorien einteilen. Zum einen lassen sich Biosignale

anhand ihres zeitlichen Verlaufs klassifizieren und zum anderen in ihrer Frequenz.48 Die-

se Klassifizierung ist für die Dimensionierung der Messschaltung maßgeblich. Die vor-

liegende Tabelle49 unterscheidet die für die Biosignalverstärkung relevanten Signale an-

hand ihres Verlaufs:

zeitlicher Verlauf Beispiel

Impulsartig EKG, Schaltnetzteil

Nichtharmonisch Pulskurve

Quasiperiodisch EEG, hochfrequente Sender

Harmonisch Stromnetz

Stochastisch Rauschen, Zufallssignale

(Rechteckförmig) Datenübertragung

3.2.1 Signalaufnahme – Die Messelektrode

Die Elektroden fungieren als Schnittstelle zwischen dem ionenleitenden Gewebe und

dem elektronenleitenden metallischen Kabel, wodurch sie als elektrochemisches Element

eine Impedanz darstellen, deren Betrag mit etwa Ωk2 simuliert werden kann.50 Durch

48 Vgl., HUSAR, 24 ff. 49 Vgl. HUSAR, 24. 50 Ebd.


Abb. 3.1

Abb. 3.2 Abb. 3.3

Bewegungen des Messobjektes/ Hautgewebes ändert sich dennoch immer in geringen

Maßen der Ionenfluss an den Übergangen zwischen Elektrode und Hautoberfläche, was

zu unterschiedlichen Gleichtakt-

schwankungen führt und das Messer-

gebnis beeinflusst. Das Ersatzschalt-

bild der Übergangsstrecke vom Körper

zur Elektrode ist in Abb. 3.1 darge-

stellt.

Die Polarisationsspannung PU ist ab-

hängig vom Elektrodenmaterial sowie

der einwirkenden Temperatur (für

Ag/AgCl ca.: 0,6mV/K). Die Kapazität

kC und der WiderstandkR an der Kon-

takstelle sind abhängig von der Fläche

der Elektrode. kC wird dabei zusätz-

lich von der Temperatur beeinflusst,

kR dagegen durch das Elektrodenmate-

rial.

3.2.2 Signalverstärkung – Der Instrumentationsverstärker

Ein Instrumentationsverstärker oder Instrumentierungsverstärker (engl.: Instrument

Amplifier = InAmp) ist eine besonders präzise Differenzverstärkerschaltung mit hoher

Gleichtaktunterdrückung und sehr geringer Eingangs-Offsetspannung. Da InAmps einen


sehr hochohmigen Eingangswiderstand besitzen, eignen sie sich besonders gut zur Ver-

stärkung eines sehr kleinen Messsignals. Für die Messung des EKGs wird ein solcher

InAmp verwendet. Sein Aufbau und seine Funktionsweise werden im Folgenden darge-

stellt:

Diskreter Aufbau eines Instrumentationsverstärker aus 3 OPV

Da InAmps als ICs deutlich teurer als einfache Operationsverstärker sind (z.B.: INA 111

von Burr-Brown kostet bei Reichelt –Elektronik 9,80€), soll die EKG-Messschaltung

auch der Veranschaulichung halber diskret aus einzelnen OPV aufgebaut werden. Um

eine vergleichbare Gleichtaktunterdrückung, wie z.B. die des INA 111 von 80 dB zu er-

reichen, müssen die verwendeten Widerstände besonders niedrige Toleranzen aufweisen

und exakt aufeinander abgestimmt sein. Für die EKG-Messschaltung werden daher teure-

re Präzisionswiderstände verwendet mit Toleranzen von 0,1%. Zudem wird die Aus-

gangsoffsetspannung über eine Offset-Regelung eingestellt. Um direkt eine möglichst

niedrige Offsetspannung zu erzielen, wird der in ersten Testschaltungen verwendete OPV

vom Typ „LM 741“ ersetzt durch den Ultralow-Offset OPV vom Typ „OP07 CP“ des

Herstellers Analog Devices (Stückpreis bei Reichelt-Elektronik 0,31€ ; Input Offset Vol-

tage: 0,03mV). Der OP07 kennzeichnet sich darüber hinaus als sehr rauscharmer OPV.

Bei der EKG-Aufnahme handelt es sich um die Messung einer Spannungsdifferenz, die

im Grunde genommen durch nur einen OPV erfasst werden könnte, der als Differenzierer

(Subtrahierer) beschaltet ist. Der InAmp besitzt jedoch zusätzlich vor jedem Eingang des

Differenzierers eine Vorstufe in Form eines Impedanzwandlers. Die Funktionsweise des

Subtrahierers wird somit unabhängig von den Innenwiderständen der beiden Potentiale.51

Hierdurch wird die hochohmige Eingangsleitung jedoch sehr störanfällig gegenüber ka-

pazitiven Störstreuungen.52

51 Vgl. TIETZE, 1071. 52 Vgl. TIETZE, 1069.


Funktion des Differenzverstärkers (OP3):

Ist das Potential am invertierenden Eingang größer als das am nichtinvertierenden Ein-

gang wird die Ausgangsspannung negativ. Über den Widerstand R4 erfolgt eine Rück-

kopplung des Ausgangssignals an den invertierenden Eingang, wodurch der Verstär-

kungsfaktor eingestellt werden kann. Bei einem idealen Differenzverstärker ist die Aus-

gangsspannung gleich Null, sofern an beiden Eingängen die gleiche Spannung anliegt.53

Bei realen Differenzverstärkern treten jedoch stets geringe Abweichungen auf, die als

Offsetfehler bezeichnet werden. Zur Kalibrierung dient das Potentiometer.

Ausgangsspannung: )( 21 eea UUvU −⋅=

Da 6543 RRRR === den gleichen Wert haben, beträgt der Verstärkungsfaktor des Dif-

ferenzverstärkers v=1:

)( 213

4eea UU

R

RU −⋅=

53 Vgl., ZASTROW, Dieter, Elektronik, Braunschweig 2002, 134.

Abb. 3.4 Diskret aufgebauter InAmp wie er ähnlich auch bei Tietze/Schenk dargestellt wird.


Funktion der Impedanzwandler:

Die Impedanzwandler (OP1 und OP2) haben die Funktion eines Puffers bevor es zur ei-

gentlichen Differenzbildung kommt. Durch die Impedanzwandler werden die Eingangs-

impedanzen zum einen gleichgroß. Zum anderen erreichen sie dadurch hohe Werte, die

erforderlich sind, damit das Signal für die Differenzbildung nicht belastet und dadurch

verfälscht werden kann. Die Rückkopplungswiderstände1R und 2R ermöglichen, dass

Gegentaktsignale in den Impedanzwandlern verstärkt werden. Gleichtaktsignale dagegen

bleiben unverstärkt und werden durch den Differenzverstärker unterdrückt (Gleichtaktun-

terdrückung). Der Widerstand gR ist jeweils mit den invertierenden Eingängen der Im-

pedanzwandler verbunden. Das Verhältnis der Widerstände1R und 2R zu gR bestimmt

den Verstärkungsgrad des Differenzsignals. gR wird hier als Potentiometer dargestellt,

um deutlich zu machen, dass praktisch nur ein Widerstand erforderlich ist, um den Ver-

stärkungsgrad zu bestimmen.

3.2.3 Berechnung eines Instrumentationsverstärkers aus 3 OPV

Damit das EKG-Signal weiterverarbeitet werden kann, ist der Verstärkungsfaktor dv des

Instrumentationsverstärkers u.a. entscheidend. Um in Kap. 3.2.6 die Gleichtaktunterdrü-

ckung zu berechnen, muss außerdem die sich einstellende Ausgangsspannung berechnet

werden. Der Verstärkungsfaktor wird beim Instrumentationsverstärker, wie erwähnt,

durch gR eingestellt. An den beiden Eingangsverstärkern des Instrumentationsverstär-

kers ergibt sich zunächst54:

22

11

EE

EE

U

U

==

ϕϕ

Durch gR fließt somit der Strom55: g

EEg R

I 12 ϕϕ −=

Dieser Strom fließt ebenso durch die beiden Widerstände1R und 2R , sodass die

Spannungsabfälle über den Widerstände 21 ,, RRR g die Ausgangsspannung AU

bestimmt.56 54 Ebd. 55 Ebd. 56 Ebd.


)( 2112 RRRIU gga ++⋅=−= ϕϕ

Da der dritte OPV als Differenzverstärker durch die vier gleichgroßen Widerstände (2R )

einen Verstärkungsfaktor von 1=v besitzt, gilt für AU :57

( )2112 RRR

RU g

g

EEa ++⋅

−=

ϕϕ

Ergebnis: ( )12211 EE

ga UU

R

RRU −⋅

++=

Für die Berechnung des Verstärkungsfaktors gilt daher:

++=

⋅=

gd

diffda

R

RRv

UvU

211

3.2.4 Gleichtaktunterdrückung (CMRR)

Die Messstörungen wirken teilweise mit gleicher Frequenz und Phase als so genannte

Gleichtaktsignale auf die Messschaltung. Aufgabe des Messverstärkers ist es, dabei nur

die gewollten Differenzsignale zu verstärken, während die störenden Gleichtaktsignale

unterdrückt werden sollen.58

Würde man an beide Eingänge eines Instrumentationsverstärkers die Eingangsspannung

eU anlegen, so wäre die Ausgangsspannung bei einem idealen Instrumentationsverstär-

ker 0=aU , da die Differenz der beiden Eingangsspannung folglich Null ist. Industriell

hergestellte Instrumentationsverstärker werden durch lasergetrimmte Widerstände äußerst

präzise abgeglichen, dennoch ist die Ausgangsspannung nie wirklich 0=aU . Eingekop-

57 Ebd. 58 Vgl. HUSAR, 54.


pelte Gleichtaktsignale werden in geringen Maßen in ein Differenzsignal umgewandelt.

Die Qualität bzw. die Güte eines integrierten Instrumentationsverstärkers wird demnach

u.a. an der Fähigkeit gemessen, eine an den Eingängen anliegende Gleichtaktspannung zu

unterdrücken, was als Gleichtaktunterdrückung bezeichnet wird (im engl. wird dies als

common mode rejection bezeichnet = CMR).

Das Maß bzw. die Intensität diese Gleichtaktspannung zu unterdrücken wird als Common

mode rejection ratio (CMRR) bezeichnet und wird in Dezibel (dB) angegeben. Der Wert

beschreibt also das Verhältnis zwischen der Gleichtaktverstärkung gv und der Differenz-

verstärkung dv . Praktisch können solche Bausteine Werte von 70-130 dB annehmen. Die

Gleichtaktunterdrückung ist außerdem abhängig von der anliegenden Gleichtaktspan-

nung. So gilt: Je höher der CMRR Wert, desto höher kann die anliegende Gleichtakt-

spannung sein.59

Berechnung des CMRR Wertes:60

2010CMR

g

d

v

v

gverstärkunGleichtakt

erstärkungDifferenzvCMRR ===

Für die Gleichtaktverstärkung gilt: e

ag U

U

annungEingangssp

annungAusgangsspv ==

Die Ausgangsspannung aU ergibt sich aus dem Produkt der Differenzverstärkung und

der Differenzspannung diffU :

CMRR

UU e

diff =

CMRR

UvvUU e

dddiffa ⋅=⋅= ege

d UvCMRR

Uv ⋅=⋅

Für die Angabe der Gleichtaktunterdrückung in Dezibel ergibt sich daraus:61

59 Vgl. TIETZE, 1069. 60 Vgl., TIETZE, 332.


CMRRCMR 10log20⋅=

Für die Ausgangsspannung eines idealen Instrumentationsverstärkers gilt:

dEEddiffa vUUvUU ⋅−=⋅= )( 12

Da Differenz- und Gleichtaktsignale gleichzeitig auftreten können, tritt die Eingangs-

spannung ´eU als Summe auf. Daraus ergibt sich für die Ausgangsspannung ´aU eines

realen Instrumentationsverstärkers: 62

dea vUU ⋅= ´´ CMRR

UUUU EE

diffe

)(

2

1´ 21 +

+=

Für den medizinischen Bereich sollen Gleichtaktsignale mit 100 bis 120 dB unterdrückt

werden, was bedeutet, dass die Differenzverstärkung dv um den Faktor 510 bis 610 höher

sein muss als die Gleichtaktverstärkung gv . Solche Anforderungen sind durch diskret

aufgebaute Instrumentationsverstärker nicht realisierbar, sondern vielmehr nur durch

hochpräzise integrierte Bausteine erreichbar.63

61 Vgl., Gleichtaktunterdrückung (CMRR): http://home.arcor.de/jonesnet/wiki/Gleichtaktunterdr%fcckung.pdf, abgerufen am 15.01.2012. 62 Ebd. 63 Vgl. HUSAR, Peter, Biosignalverarbeitung, Heidelberg 2010, S. 55.

unerwünschtes Signal

erwünschtes Signal


Abb. 3.5

3.3 Einkopplung von Störungen in die Messschaltung

Störungen können unterschiedlich eingekoppelt werden: galvanisch, kapazitiv, induktiv

oder als hochfrequente elektromagnetische Wellen.64 Zusätzlich erzeugen unbeabsichtigte

Bewegungen des Messobjekts (Patient) so genannte Bewegungsartefakte, die sich im

Messergebnis bemerkbar machen. Im Folgenden soll zusammenfassend dargestellt wer-

den, wie die genannten Arten von Störungseinkopplungen wirken und sie ggf. reduziert

werden können:

3.3.1 Galvanisch eingekoppelte Störungen

Galvanische Einkopplungen finden auf dem Gleichstromweg statt. Sie entstehen über

einem reellen ohmschen Widerstand oder auch über Isolationswiderstände.65 Die Größe

des reellen Widerstands ist abhängig von den Messbedingungen (z.B.: Isolationswider-

stand, Luftfeuchtigkeit, Kondenswasser). Maßnahmen gegen diese Art von Störungen

sind konstruktiver Art und müssen bereits bei der Entwicklung einer Messschaltung be-

rücksichtigt werden. Entscheidend dabei ist es, den Kabelwiderstand der Messleitung

niedrig zu halten sowie Störströme über der Messleitung zu vermeiden

64 Vgl. HUSAR, Peter, Biosignalverarbeitung, Heidelberg 2010, S. 32. 65 Ebd., 32.


Abb. 3.6

3.3.2 Kapazitive eingekoppelte Störungen

Kapazitiv eingekoppelte Störungen entstehen, weil der menschliche Körper zusammen

mit der Phase einer Spannungsquelle und Masse eine Streukapazität bildet.66 Diese Stö-

rungen beeinträchtigen das Messsignal beträchtlich. Maßnahmen gegen diese Art von

Störungen sind: Netzspannung führende Kabel und Geräte um den Messplatz herum zu

entfernen. Bei höheren Anforderungen ist die Messanordnung vollständig abzuschirmen

(Faradayscher Käfig). Außerdem empfiehlt es sich, die Messleitung abzuschirmen.67

3.3.3 Induktiv eingekoppelte Störungen

Im Vergleich zu kapazitiven Störungen, die auch statisch vorhanden sind, wirken induk-

tiv eingekoppelte Störungen nur dann, wenn die störende Quelle einen Stromfluss bzw.

elektromagnetische Wellen erzeugt.68 Aufgrund der Leitfähigkeit des menschlichen Kör-

pers bildet dieser zusammen mit den Messleitungen eine Leiterschleife. Das durch den

Netzstrom erzeugte magnetische Feld (50Hz) durchfließt die Fläche des Messkreises zwi-

schen Körper und Eingang des Messverstärkers. Am Eingangswiderstand des Messver-

stärkers wird dadurch eine Störspannung induziert. Das Problem dabei ist, dass die Stör-

66 Vgl., HUSAR, 35. 67 Ebd., 38. 68 Ebd., 39

Elektroden

Leitungs-kapazität 50Hz elektromagn.

Wechselfeld

+Ub

-Ub

Ua

A


spannung zusammen mit dem Messsignal an den Verstärkereingang gelangt. Die einzige

Maßnahme besteht darin, die Größe der magnetisch durchflossenen Fläche zu verklei-

nern:

Die Fläche A der Leiterschleife ist in Abb. 3.6 grau markiert. Die Störspannung indU

wird über diese Leiterschleife in das Messsignal induziert / eingekoppelt. Nach dem In-

duktionsgesetz errechnet sich die Störspannung indU wie folgt:

B = magnetische Feldstärke

A = Fläche der Leiterschleife

Verkleinert man die Fläche A der Leiterschleife, verringert sich damit auch der Betrag

der Störspannung indU . Für die Messschaltung bedeutet dies, möglichst kurze Messlei-

tungen zu verwenden und diese ggf. miteinander zu verdrehen, um die Fläche A gering

zu halten.

3.3.4 Elektromagnetisch eingekoppelte Störungen

Elektromagnetische Störungen koppeln sich auf die gleiche Weise ein wie Radiosignale

empfangen werden.69 Die Messleitungen der Messanordnung wirken ähnlich wie Anten-

nen. Der empfangene Frequenzbereich liegt dabei zwischen 50kHz (Langwellen) bis hin

in den Gigaherzbereich (z.B.: WLAN). Obwohl Biosignale relativ tieffrequente Signale

sind (EEG bis ca. 10kHz, EKG bis ca. 5Hz), können elektromagnetisch eingekoppelte

Störungen durch Amplitudenmodulation70 das Messsignal beeinflussen. 71

Eine wirksame Maßnahme um die elektromagnetischen Störungen zu unterdrücken wäre

die Verwendung von Tiefpässen an den Eingängen des Messverstärkers. Allerdings redu-

zieren diese die hohe Eingangsimpedanz des Verstärkers. In Krankenhäusern gilt daher

ein Verbot für Handys, Funkgeräten WLAN-Funktionen usw. innerhalb medizinischer

Messbereiche.

69 Vgl., HUSAR, 41. 70 „Am Eingang jedes Verstärkers befinden sich als aktive Bauelemente Transistoren. Die Basis-Emitter- Stre-cke ist als PN-Übergang einerseits ein gleichrichtendes Element, andererseits ist der PN-Übergang in der Durchlassrichtung eine relativ große Kapazität (bis einige nF). Die Transistoren sind mit Widerständen zur Festlegung ihrer Betriebsparameter bestückt. Damit enthält die Eingangsstufe des Messverstärkers alle not-wendigen Bauelemente eines AM-Demodulators (Gleichrichter, Widerstand, Kapazität).“ 71 Ebd.

td

BdA

td

dU ind

⋅−=Φ−=


Abb. 3.7

Abb. 3.8

3.4 Analoge Filterung

Um die beschriebenen Störungen zu unterdrücken, werden Filter eingesetzt. Unterschie-

den wird dabei in Hoch- und Tiefpassfilter, Bandsperren und Bandpass. Des Weiteren

gibt es die Unterteilung in passive und aktive Filterstufen. Für die EKG-Messschaltung

relevant sind Hoch- und Tiefpassfilter sowie die Verwendung eines Kerbfilters, welcher

zur Gruppe der Bandsperren gehört.

3.4.1 Der Hochpass

Ein passiver Hochpass ist eine Schaltung, die tiefe

Frequenzen unterdrückt und hohe Frequenzen

ungehindert passieren lässt. Die einfachste Schal-

tung eines Hochpasses ist in Abb. 3.7 dargestellt.

Mit steigender Frequenz erhöht der Kondensator

seinen Widerstand, sodass Spannungen mit tiefen

Frequenzen nicht unterdrückt werden.

Das Diagramm in Abb. 3.8 beschreibt das

Frequenzverhalten im Verhältnis zur Ausgangs-

spannung. Signale mit Frequenzen oberhalb der

Grenzfrequenz fg werden weitergeleitet, Signale

unterhalb von fg unterdrückt. Der Frequenzgang

und sowie die Phasenverschiebung lässt sich aus der

Spannungsteilerformel72 ableiten:

( ))/(11

1

)/(1 sRCsCR

R

U

UsA

e

a

+=

+==

Daraus ergibt sich mit :ωjs =

²²²/11

1)(

CRsA

ω+= und

RCωϕ 1

arctan=

72 Vgl. TIETZE, 1537.


Abb. 3.10

Aus dem Verhältnis ergibt sich dann: RC

f g π2

1=

Bei dieser Frequenz beträgt die Phasenverschiebung zwischen eU und aU + 45°, wes-

halb gf als Grenzfrequenz bezeichnet wird. Die Grenzfrequenz gibt an, wann die Aus-

gangsspannung im Bezug auf die Ausgangsspannung um das 2

1 -fache (= 0,707) gesun-

ken ist.

3.4.2 Der Tiefpass

Ein passiver Tiefpass ist eine Schaltung, die hohe

Frequenzen unterdrückt und tiefe Frequenzen

ungehindert passieren lässt. Die einfachste Schal-

tung eines Hochpasses ist in Abb. 3.9 dargestellt.

Mit steigender Frequenz verringert der Kondensa-

tor seinen Widerstand, sodass Spannungen mit

tiefen Frequenzen nicht unterdrückt werden

Das Diagramm in Abb. 3.10 beschreibt das

Frequenzverhalten im Verhältnis zur Ausgangs-

spannung. Signale mit Frequenzen unterhalb der

Grenzfrequenz fg werden weitergeleitet, Signale

oberhalb von fg unterdrückt. Die Grenzfrequenz

errechnet sich ebenfalls durch: 73

3.4.3 Der Kerbfilter (Notchfilter)

Der Kerbfilter (engl.: „notch filter“) zählt zur Gruppe der Bandsperre, besitzt jedoch eine

kleinere Bandbreite im Sperrbereich (wie eine „Kerbe“ im Frequenzverlauf). Er dient

dazu, bestimmte Frequenzen eines kleinen Frequenzbereiches herauszufiltern. In vielen

Messschaltungen werden somit die störenden Anteile des 50Hz-Netzbrummens unter-

drückt. Die Grundschaltung eines Kerbfilters ist in Abb. 3.13 zu sehen:

73 Vgl. 1533.

Abb. 3.9

RCfg π2

1=


Abb. 3.13 Abb. 3.14

Für hohe und tiefe Frequenzen gilt hier: ea UU = . Dabei können hohe Frequenzen über

die in Reihe geschalteten Kondensatoren passieren, während tiefe Frequenzen über die

beiden Widerstände weitergeführt werden. Hat das Eingangssignal eine Frequenz vonrf ,

stellt der Filter einen Kurzschluss dar und aU wird Null.74

Die Sperrfrequenz (Resonanzfrequenz) errechnet sich durch:

74 Vgl., TIETZE, 854.

RCf r ⋅

=π2

1

Entwicklung und Dimensionierung der EKG-Messschaltung - 31 -

4 Entwicklung und Dimensionierung der EKG-Messschaltung

Durch die Entwicklung der Messkette soll deutlich gemacht werden, inwiefern ein Bio-

signal schaltungstechnisch aufgenommen und zur deutlichen Darstellung „aufbereitet“

werden kann. Die Messanordnung ist unter folgenden Aspekten realisiert worden:

1. Die Struktur der Messkette soll aufgrund der Einteilung in sechs Module (Modul A-

F) leicht nach zu verfolgen sein.

2. Das Messsignal kann an den jeweiligen Modulen durch Potentiometer in seiner

Amplitude und seinem Frequenzspektrum variirt werden, um es so einer optimalen

Darstellung anzupassen. Außerdem dient diese Funktion auch der genauen Eichung

der Messkette.

3. An verschiedenen Messpunkten kann das Signal abgegriffen werden, um so die

Wirkweise einzelner Schaltungselemente zu zeigen.

4. Es besteht die Möglichkeit die Filter vom EKG-Signal zu trennen, um ein externes

Testsignal hinzuzuführen (z.B.: Frequenzgenerator). Dadurch kann die Funktion

der Filter und des Nachverstärkers gesondert dargestellt werden.

Sicherheitshinweise

Für den Betrieb von medizinischen Geräte gibt es besondere DIN-Normen (VDE 0750

und VDE 0751) Hier wird gesetzlich festgehalten, welche Sicherheitsaspekte erfüllt wer-

den müssen, damit mit dem Gerät am Patienten gearbeitet werden darf. Für die entwickel-

te Messschaltung wurden dazu folgende Sicherheitsaspekte umgesetzt:

- Die Messschaltung wird durch Batterien betrieben, sodass keine Stromversorgung

aus dem Netz erforderlich ist.

- Als Anzeige dient ein Laptop, der im Akkubetrieb verwendet wird.

- Es wird eine galvanische Trennung in Form eines Optokopplers in die Messschal-

tung integriert.


4.1 Struktur der Messkette

Das dargestellte Blockschaltbild versinnbildlicht die Struktur der Messkette:

Systematische Darstellung der Messkette:

Modul A

1. Signalaufnahme a) Elektroden / Kontaktgel

b) Überspannungsschutz + RFI

2. Instrumentationsverstärker c) Vorverstärkung + Hochpass I

d) Differenzverstärkung

e) Offsetabgleich (I)

f) DRL (Driven Right Leg) + Schirmung

g) Hochpass II

Modul B

3. Galvanische Trennung h) Treiber für Optokoppler

i) Optokoppler

Modul C

4. Offset II j) Offsetabgleich - Skalierung der Amplitude

Modul D

5. Bandsperre k) 50 Hz-Notch Filter (Kerbfilter)

Modul E

6. Tiefpass l) 15 Hz Bessel Filter (5. Ordnung)

Modul F

7. Nachverstärkung m) Leistungsverstärkung (v=1000)

InAmp mit integr.Hochpass und

DRL

Nachverstärkung Optokoppler Tiefpass Bandsperre Anzeige

+

-

HzfTp 15=Hzfr 50=

A B C D E F Signalausgang

+

-

offset

Offset-Regelung

Abb. 4.1

Elektroden

Signaleingang


Abb. 4.2

4.1.1 Die Elektroden – Modul A

Die für diese Messung verwendeten Klebeelektroden sind geeignet für EKG Messgeräte,

wie sie im medizinischen Bereich Anwendung finden. Sie werden durch einen Klebefilm

auf der Hautoberfläche fixiert, wodurch die elektrochemische Differenzspannung aller

Elektroden größtenteils konstant bleibt. Da sich diese Differenzspannung nur sehr lang-

sam ändert, wird sie auch als „quasistationäre“ Gleichtaktspannung bezeichnet.75

Im einfachen Testaufbau mit selbstgebauten Elektroden aus Kupferplättchen und der Ver-

wendung von Cremeseife76 zur Kontaktverbesserung wurde das Messergebnis am

Oszilloskop erheblich gestört. Erst durch die Verwendung von medizinischen Klebeelekt-

roden, bei denen bereits ein leitfähiges Kontaktgel aufgetragen ist, verbesserte sich das

Messergebnis erheblich. Die benötigten drei Elektroden werden an die Messleitung durch

herkömmliche Klippknöpfe aus dem Nähgeschäft „angeklippt“. Die Klippknöpfe sind

über kleine Befestigungsplättchen an die Messleitungen gelötet.

4.1.2 Überspannungsschutz und RFI-Protection – Modul A

RFI Protection

RFI (Radio frequency interference) wird

im Tutorial77 des InAmp Herstellers Ana-

log Devices als Störung beschrieben, die

im HF-Bereich generiert wird (daher

Hochfrequenzstörung). Selbst hochwertige

Instrumentations-verstärker schaffen es

nicht Gleichtaktsignale über 20kHz, die an

den Eingängen anliegen, zu unterdrü-

cken. Stark auftretende RF-Signale können sich daher als Offset-Fehler am Ausgang ein-

stellen. Eine Möglichkeit, dem entgegenzuwirken. zeigt Abb. 4.2. Hier wird zusammen

mit den beiden Eingangswiderständen und den Kondensatoren C1 und C2 ein Tiefpass

erzeugt. Zusätzlich wird der Kondensator C3 zwischen die beiden nichtinvertierenden

Eingänge des InAmps geschaltet. Der Filter sollte zur optimalen Funktion so nah wie

möglich an die Eingänge des InAmps gesetzt werden.

75 Vgl. SCHNABEL, Patrick, Elektronik-Fibel, Norderstedt 2007, 68. 76 Cremeseife wird als „Notlösung“ auch in Arztpraxen verwendet, sofern das konventionelle Kontaktspray schlechte Ergebnisse liefert.


Für das RC-Glied werden im Tutorial Widerstände mit einer Toleranz von 1% sowie

Kondensatoren mit einer Toleranz von 5% empfohlen. Würden die Abweichungen C1 zu

C2 und R1 zu R2 zu groß sein, kann ein Teil des HF-Gleichtaktsignals in ein Differenz-

signal konvertiert werden.

3C soll 10mal größer gewählt werden als →2/1C )10;10( 213 CCC ≥ .

+

+⋅⋅+=

⋅=⋅=

321

2121

2211

)( CCC

CCRR

CRCR

diff

Gleichtakt

τ

τ

Gleichtaktdiff ττ ⋅≥ 10

Die resultierende Filterbandbreite ergibt sich aus:

( )

+

+⋅

⋅+=

321

21212

1

CCC

CCRR

f RFI

π

Die Filterbandbreite soll 100mal größer sein, als die Bandbreite des Eingangssignals. Aus

diesem Grund wurde kHzf RFI 5,1≈ gewählt.

Die beiden Eingangswiderstände wurden mit Ω= kR 1002/1 festgelegt. Für die Werte der

Kondensatoren ergibt sich daher:

pFCCpFCgewählt

pFCauflösenCCCCCCC

CCC

pFnFV

sA

sA

VkHzkkC

CkkkHz

4701047:

48,5010,

53053,010530,01

5,12002

10101

5,1)100100(2

1

)100100(2

15,1

2/132/1

2/12/1321321

21

933

=⋅==

=⇒⋅==⇒++⋅

=

==⋅⋅=⋅⋅⋅⋅

⋅⋅=⋅Ω+Ω⋅

=

⋅Ω+Ω⋅=

−−−

ππ

π

77 Vgl., Tutorial des Herstellers „Analog“ MT-70 http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-070.pdf, abgerufen am 11.01.2012


Abb. 4.3

Tatsächliche Grenzfrequenz:

( )kHz

s

V

As

A

Vf RFI 6,1

11685

4707,47,4

7,47,41001002

10101 123

==⋅

++⋅⋅⋅+

⋅⋅=−

π

Überspannungsschutz

Vor die Eingänge des InAmps ist pro Eingang eine Diode in Sperrrichtung und eine in

Durchlassrichtung gegen GND geschaltet. Da bei einer Silizium-Diode vom Typ 1N4148

erst ab einer Durchlassspannung von VUF 7,0≈ ein Strom fließen kann78, gelangt das

EKG-Signal (ca. 1mV) ohne weiteres an die Eingänge des InAmp. Nicht EKG-

Spannungen, die einen höheren Wert haben als +0,7V oder -0,7V, werden gegen GND

kurzgeschlossen und gelangen somit nicht an die Eingänge des InAmp.

4.1.3 Instrumentationsverstärker – Modul A

In Testschaltungen wurde zunächst der in Abb. 4.3 dargestellte Instrumentationsverstärker

aufgebaut. Bei einer Potieinstellung von Ω= kRg 2,0 ergibt sich ein Verstärkungsfaktor

von:

78 Vgl., Datenblatt Diode 1N4148: http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/rohm/1n4148.pdf, abgerufen am 15.012.2011.


10012,0

10021

21 1 =

ΩΩ⋅+=

⋅+=

k

k

R

Rv

gd

Die Messung der Gleichtaktunterdrückung zeigte, dass der aufgebaute Instrumentations-

verstärker eine Gleichtaktunterdrückung von dB60 besitzt:

dBCMRRCMR

mVV

CMRR

UU

v

vCMRR

U

Uv

VUgemessenVU

ediff

g

d

e

ag

ae

60log20

2,1997

2,1

997004,1

1001

004,1

205,1:2,1

≈⋅=

===

===

==

=⇒=

Bei einer angelegten Gleichtaktspannung von VUe 2,1= , beträgt die verursachte Diffe-

renzspannung mVU diff 2,1=

4.1.4 Offsetabgleich – Modul A

Offsetfehler entstehen durch so genannte Gate-Ströme (Basis-Ströme) in Höhe von 3fA

bis 200nA die über die Eingangswiderstände abfließen. Außerdem beeinflussen Asym-

metrien im Messverstärker die Offsetspannung genauso wie Temperaturveränderungen.

Um den Offset in Testschaltungen gering zu halten, wurden wie bereits erwähnt vier Prä-

zisionswiderstände mit einem Toleranzbereich von 0,1% verwendet. Durch die zusätzli-

che Verwendung der Ultra-Low-Offset OPV wäre ein Betrieb auch ohne Offsetabgleich

möglich. Messungen ergaben, dass sich in der weiterentwickelten Schaltung lediglich

eine Offsetspannung von 0,8mV einstellte.


Abb. 4.4

Zur exakten Kalibrierung wird dennoch ein Offsetabgleich in die Schaltung integriert, mit

dem die Ausgangsspannung exakt auf 0 Volt eingestellt werden kann. Über das darge-

stellte Widerstandsnetzwerk, bestehend aus Spannungsteilern und Impedanzwandler,

wird der Offset über ein Potentiometer eingestellt

4.1.5 Schirmung der Elektrodenmessleitung – Modul A

Die Messleitungen sind hochempfindlich gegen Störungen die sich in das Messsignal

einkoppeln können, da sie wie Antennen wirken. Abhilfe bringt die Schirmung der Mess-

leitung, wodurch die Kabelkapazität verringert wird. In ersten Testschaltungen wurde

dazu ein gewöhnliches Koaxkabel (Antennenkabel) verwendet und die Schirmung mit

Masse verbunden. Dadurch konnte die Kabelkapazität zwischen Signalleiter und Ab-

schirmung bereits gut verringert werden.

Für den endgültigen Aufbau wurde anstatt der beiden Koaxkabel ein USB-Kabel verwen-

det. Der Vorteil hierbei ist, dass alle 3 Signalleitungen vom Körper durch ein gemeinsa-

mes Kabel geführt werden können, was die Fläche der Leiterschleife erheblich reduziert.

Außerdem besteht die Möglichkeit das USB Kabel zu schirmen und die USB-Buchse

lässt sich einfach auf die Platine löten.


Abb. 4.5

Im Datenblatt des INA 111 79 wird die Möglichkeit dargestellt die Abschirmungskapazi-

tät und das Abschirmungsrauschen zusätzlich zu verkleinern, indem das Messsignal auf

eine noch niedrigere Impedanz konvertiert wird. Über einen Impedanzwandler, der in

Abb. 4.5 dargestellt ist, wird das konvertierte Messsignal auf die Abschirmung geführt.80

Die Spannung zwischen Signalleiter und Abschirmung kann so noch kleiner gehalten

werden. „Auf diese Weise wird die Leitungskapazität um die Differenzverstärkung des

Operationsverstärkers virtuell verkleinert. - Da nur noch die Offsetspannung des Operati-

onsverstärkers an der Leitungskapazität anliegt, verschwindet auch das Leitungsrauschen

weitgehend.“81

4.1.6 Driven Right Leg Circuit (DRL) – Modul A

Bei ersten Testschaltungen wurde zur Referenzierung der Differenzspannung das rechte

Bein bzw. der Bauchbereich zunächst stets über eine Elektrode mit Masse verbunden.

Um die Gleichtaktunterdrückung jedoch weiter zu erhöhen, wird (Abb. 4.6) stattdessen

eine Bezugspotentialsteuerung als Referenzsignal an das rechte Bein angeschlossen.

79 Vgl., Datenblatt des Burr-Brown InAmp „INA111“: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina111.pdf, abgeru-fen am 01.12.2011. 80 Vgl. SCHAERER, Thomas, Elektronik-Minikurse - Echter Differenzverstärker IV, Elektronik-Kompendium, http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/diffemg.htm, abgerufen am 01.12.2011. 81 Vgl., TIETZE, 1069.


Abb. 4.6

Bei dem so genannten „Driven Right Leg Circuit“82, wird das anliegende Gleichtaktsig-

nal von den beiden nichtinvertierenden Eingängen des Instrumentationsverstärkers abge-

griffen, über eine Verstärkerschaltung invertiert und als Signal an die Elektrode des rech-

ten Beins geführt. Hierdurch subtrahieren sich die Gleichtaktsignale größtenteils, was

sich deutlich auf das Messergebnis auswirkt.

Um mögliche Unterschiede in der Signalqualität deutlich zu machen, ist in die Mess-

schaltung ein Schalter integriert, der die Referenzelektrode entweder a) mit Masse, b) mit

dem DRL Signal.

4.1.7 Hochpass – Modul A

Zur Reduzierung der quasistationären Gleichtaktspannung die sich, wie beschrieben, zwi-

schen den Elektroden und der der Hautoberfläche bei der EKG Messung bildet, wurde

zunächst jeweils ein RC-Glied vor die beiden nichtinvertierenden Eingänge der beiden

Impedanzwandler geschaltet (Abb. 4.7). Dadurch wird verhindert, dass diese uner-

wünschten Spannungsanteile nicht mitverstärkt werden.

Die Grenzfrequenz soll ungefähr 0,1 Hz betragen. Hierzu wurde FC µ11 = gewählt. Für

2/1R ergibt sich daher:

82 Vgl., Datenblatt des Burr-Brown InAmp „INA121“: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina121.pdf, abgerufen am 01.12.2011.


Abb. 4.7 Abb. 4.8

Ω=⋅=⋅⋅

⋅=⋅⋅

== MA

V

V

As

sFHzCf

Rg

591,110591,11

11,02

101

11,02

1

2

1 66

12/1

πµππ

Da 2/1R mit 1 ΩM gewählt wurde ergibt sich damit eine tatsächliche Grenzfrequenz von

gf = 0,159 Hz.

Der große Nachteil bei der Verwendung von HP-Filter, die vor die Impedanzwandler

geschaltet sind, liegt allerdings darin, dass man zwei einzelne HP-Filter einbauen muss,

wodurch sich unterschiedliche Grenzfrequenzen bei den beiden HP-Filtern einstellen

können, die die Gleichtaktunterdrückung des Instrumentationsverstärkers reduzieren.

Außerdem reduzieren die beiden hohen Widerstände des HP-Filters an den beiden Ein-

gängen den viel höher liegenden Eingangswiderstand des Instrumentationsverstärkers.

Eine bessere Lösung bietet Abb. 4.8: Hier dient nur ein einzelnes RC-Glied als HP, wo-

durch dieses sich auf die Eingänge des Instrumentationsverstärkers gleichmäßig auswirkt.

Allerdings ergibt sich hier ein weiteres Problem. Aufgrund des extrem hochohmigen

Wertes, den gR annehmen müsste, um auf die Grenzfrequenz von 0,15Hz zu kommen,

würde die Verstärkung des InAmp rapide absinken. Zur Veranschaulichung dient dieses

Rechenbeispiel:


Bei den gewählten Widerstanden von jeweils Ω= kR 1002/1 und Ω= kRg 2,0

ergibt sich für 1001=dv . Würde man die Widerstände 2/1R proportional zu

gR erhöhen (z.B. um den Faktor 100), ergeben sich folgende Werte:

.100 Ω= kRg und Ω= MR 102/1

Um die Grenzfrequenz von 0,15Hz einzuhalten, ergibt sich für1C :

FCgewählt

FV

As

sA

VHzkC

µ

µππ

100:

10610106,01

15,0102

101

15,0102

1

1

33

1

=⇒

=⋅=⋅⋅

⋅=⋅Ω⋅

= −−

Messungen zeigten, dass konventionelle Elektrolytkondensatoren aufgrund ih-

rer Polarität die Signalamplitude leicht bis erheblich und mit wachsender Ka-

pazität von 1C bis hin zur Unkenntlichkeit verfälschen. Lediglich bei einer Ka-

pazität von Fµ1 wurde die EKG-Kurve gut übertragen.

Wird stattdessengR erhöht (in diesem Fall auf Ω= MRg 1 ) sinkt der Verstär-

kungsfaktor auf 21=dv . gR würde aufgrund seiner Größe eine zusätzliche

Rauschspannung verursachen.83 Außerdem ist es für analoge Schaltungen rat-

sam die Schaltung so niederohmig wie möglich zu dimensionieren, um Störun-

gen vorzubeugen.

Aufgrund dieser Voraussetzungen wird ein Kompromiss aus den Parametern des Fre-

quenzgliedes und den Widerstände 2/1R gezogen: Die Grenzfrequenz wird höher ange-

setzt und 2/1R werden auf ΩM8,1 festgelegt. Um den verstärkungsgradbestimmenden

Wert des Widerstands gR nicht größer als Ωk10 und gleichzeitig 1C nicht größer als

Fµ1 werden zu lassen, ergibt sich für die Grenzfrequenz des ersten Hochpass:

83 Widerstandsrauschen entsteht in jedem ohmschen Widerstand durch thermische Elektronenbewegung, wo-durch eine Rauschspannung verursacht wird. Dabei gilt: Die Rauschspannung steigt mit der Wurzel des Wider-standswertes. Vgl., BEIS, Uwe, „Rauschspannung bei Widerständen“, http://www.beis.de/Elektronik/Nomograms/R-Noise/ResistorNoise.html, abgerufen am 01.12.2011.

Hzs

A

V

V

AskFf g 92,15

1101592,0

1012

10101

1012

1 336

=⋅=⋅⋅

⋅⋅=Ω⋅⋅

=−

πµπ


Abb. 4.9

Neuer Verstärkungsfaktor des InAmp: 36110

36001

21 2/1 =

ΩΩ+=

⋅+=

k

k

R

Rv

g

Zusätzlich wird am Ausgang des Instrumentationsverstärkers ein weiterer Hochpass in-

tegriert, der ebenfalls eine sich einstellende Gleichspannung unterdrücken soll. Für den

Hochpass am Ausgang des InAmp wurden dagegen 3 Elektrolytkondensatoren zu je

Fµ1 parallel geschaltet. Zusammen mit einem ΩM3,1 Widerstand bilden sie das RC-

Glied mit einer Grenzfrequenz von:

Hzs

A

V

V

AsMFf g 04,0

104,0

2,132

10101

2,132

1 66

==⋅⋅

⋅⋅=Ω⋅⋅

=−

πµπ

Eine Möglichkeit für eine Weiterentwicklung der Messschaltung wäre die Verwendung

von bipolaren Folienkondensatoren zu versuchen, um das Frequenzverhalten dieses Kon-

densatortyps zu untersuchen.

4.1.8 Galvanische Trennung – Modul B

Die galvanische Trennung erfolgt durch einen Optokoppler vom Typ IL 300 und ist

für medizinische Messgeräte vorgeschrieben. Obwohl die Messschaltung mit Batterie

betrieben wird und das Anzeigegerät (Laptop) ebenfalls im Akkubetrieb verwendet

werden soll, wird auf die galvanische Trennung nicht verzichtet.


Abb. 4.10

Im Datenblatt des IL 300 84 wird empfohlen, den Optokoppler mit einem OPV anzu-

steuern, der in diesem Fall als Treiber der LED im Optokoppler dient. Der Kondensa-

tor 12C unterdrückt dabei hochfrequente Schwingungen am Eingang des Opto-

kopplers. Die Schaltung ermöglicht es, dass über den beiden Arbeitswiderständen20R

und 21R jeweils der gleiche Spannungabfall vorhanden ist, jedoch galvanisch getrennt.

Das Ausgangssignal des Optokopplers wird zusätzlich an einen Spannungsfolger ge-

führt, um das Signal belastungsfrei an die Filterstufen zu führen.

4.1.9 Offset II – Modul C

Messungen zeigten, dass das Signal durch die Filter in seinem Offset verschoben wur-

de. Aus diesem Grund wurde eine weitere Offset-Regelung integriert. Das EKG Signal

kann somit bei Nichterregung der Herzkammern exakt auf den Nullpunkt skaliert wer-

den. Diese Skalierung ist notwendig, damit das Audioprogramm am Laptop das Mess-

signal problemlos aufzeichnen kann.

84 Vgl., Datenblatt des Optokopplers „IL300“: http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/siemens/IL300.pdf, abgerufen am 22.11.2011.


Abb. 4.11

4.1.10 Bandsperre (50 Hz Notch-Filter) – Modul D

Zur Unterdrückung des 50Hz elektromagnetischen Wechselfeldes wird eine Bandsperre

(Notchfilter), die auf 50Hz abgestimmt ist, in die Schaltung integriert. Diese passive

Filterschaltung ist in Abb. 4.11 dargestellt und wurde als Doppel-T-Filter dimensioniert:

Für die Dimensionierung gilt:

CCR

R

CCCRRR

⋅==

====

22 33

2121

Dieser Sperrfilter weist eine Unterdrückungsgüte von 25,04

1 ==Q auf.85

Dimensionierung:


nFgewählt

nFV

As

sA

VHzkC

sichergibtCFürgewähltkRFürHzfr

47:

3,5110000513,01

52,62

10101

50622

1

:6250

514

2/1

2/12/1

⇒

=⋅=⋅⋅

⋅⋅=⋅Ω⋅

=

⇒Ω==

−−

ππ


Abb. 4.12

Korrektur von 2/1R :

Ω⇒

Ω==⋅⋅

⋅⋅=⋅⋅

=−

kgewählt

kA

V

sV

AsHznFR

68:

7,67677251

5472

10101

50472

1 19

2/1

ππ

Da der Normwert nF94 nicht verfügbar ist, werden zwei parallel geschaltete Kondensa-

toren ( nF47 ) als Ersatz in der Messschaltung verwendet.

nFnFCC 9447223 =⋅=⋅=

Um die Unterdrückungsgüte dieser Filterschaltung zu erhöhen, kann der Sperrfilter in die

Rückkopplung eines Verstärkers einbezogen werden.86 (siehe Abb. 4.12) Über das Poti

Ω= kP 101 wird die Höhe der Güte eingestellt. Das Poti führt die Rückkopplung auf den

nichtinvertierenden Eingang eines Impedanzwandlers. Bei hohen und tiefen Frequenzen

beträgt die Ausgangsspannung des Impedanzwandlers eUv ⋅ . Bei der Resonanzfrequenz

Hzfr 50= beträgt 0=eU . Der Doppel-T-Filter wirkt in diesem Moment so, als wäre

3R direkt mit Masse verbunden. Hat der Spannungsfolger die Verstärkung 1, wird

.5,0=Q Wird die Verstärkung weiter erhöht, strebt Q gegen ∞ 87

86 Vgl., High Q Notch Filter – National Semiconductor: http://www.national.com/ms/LB/LB-5.pdf, abgerufen am 22.11.2011. 87 Vgl. TIETZE, 854.


Abb. 4.13

Damit der Doppel-T-Filter einwandfrei funktioniert, ist eine exakter Abgleich bezüglich

Resonanzfrequenz und Verstärkung erforderlich. Je höher die Güte, desto schwieriger

wird die Abstimmung, da bei Änderung eines Widerstands gleichzeitig andere Parameter

beeinflusst werden. Die Güte des Filters kennzeichnet die Genauigkeit des Sperrfilters.

Mit dem Poti kann somit die Steilheit der Flanke am Rand der Grenzfrequenz eingestellt

werden.

Die innere Kerbe wird bei einer Potieinstellung von 95% erreicht, die äußere bei einer

Potieinstellung von 0%. Im Testaufbau erreichte

der Doppel-T-Filter mit einer mittleren Potieinstellung relativ steile Flankenwerte, sodass

die Schaltung ohne weitere Veränderungen in die Gesamtschaltung integriert werden

konnte.

4.1.11 Tiefpass – Modul E

Zur Reduzierung von eingekoppelten Störungen besteht ein weiteres Schaltungsmodul

aus einem aktiven Tiefpass mit einer Grenzfrequenz von Hzfg 15= . Dabei handelt es

sich um einen Bessel-Filter, der im Vergleich zu einem Butterworth oder Tschebyscheff-

Filter eine niedrigere Signalverzerrung aufweist. Laut Tabelle88 zeigt der Bessel-Filter

eine etwas schlechtere Flankensteilheit im Grenzbereich auf, als die beiden anderen Fil-

terarten. Um einen stärkeren Verstärkungsabfall zu erreichen, werden mehrere Tiefpass-

Filter hintereinander geschaltet werden:



Abb. 4.14

Für den hier verwendeten Filter wurde zunächst ein Tiefpass 1. Ordnung erzeugt, an den

sich dann zwei weitere Tiefpässe jeweils 2. Ordnung anschließen. Zusammen betrachtet

stellt der Filter einen Bessel-Tiefpass 5. Ordnung dar. Im Test lieferte dieser Filter gute

Ergebnisse und reduzierte das Signalrauschen erheblich.

Zur Dimensionierung und zur Berechnung sind folgende Schritte erforderlich:

1. Schritt:

Auswahl der Filterkoeffizienten aus der Tabelle 89

→ia 6656,01 =a 1402,12 =a 6216,03 =a

→ib 01 =b 4128,02 =b 3245,03 =b

2. Schritt:

Koeffizienten auf Grenzfrequenz gf = 15 Hz beziehen:

sHzf

a

g

311 10062,7

152

6656,0

2−•=

•==

ππα

sHzf

a

g

322 10097,12

152

1402,1

2−•=

•==

ππα

89 Ebd.


sHzf

a

g

333 10595,6

152

6216,0

2−•=

•==

ππα

sHzf

b

g

322 10379,4

152

4128,0

2−•=

•==

ππβ

sHzf

b

g

333 10443,3

152

3245,0

2−•=

•==

ππβ

3. Schritt:

Dimensionierung der 1. Tiefpassstufe ( 1. Ordnung):

Ω=⇒Ω==⋅⋅=

=⇒=⋅=⋅⋅=Ω

=

⇒⋅=⇒Ω=

−

−−−

kRgewähltkA

V

V

AsR

RvonKorrektur

nFCgewähltnFV

As

A

Vs

kC

CRakRGewählt

22:4,2121400330

1010062,7

:

330:3531035320

1010062,7

20

20:

0

93

0

0

09

331

0

10

α

4. Schritt:

Dimensionierung der 2. Tiefpassstufe ( 2. Ordnung):


Ω=⇒Ω=

Ω=⇒Ω=

⋅⋅⋅⋅⋅

⋅⋅⋅⋅⋅−

⋅⋅±⋅⋅=

⋅⋅⋅⋅⋅⋅−⋅±⋅

=

⋅

⋅⋅−⋅±=

=⇒

=⋅⋅=⋅=⇒≥

=⇒

=⋅=

⋅⋅=Ω

⋅=+

=⇒⋅+=

Ω==

−−

−−−−

⋅

−

−−−

kRgewähltkR

kRgewähltkR

V

As

V

As

s

V

As

V

As

V

As

V

As

nFnFHz

nFnFnFnF

CCf

CCbCaCaR

darausichergibtistaufgelöstR

enWiderständdennachdiechungerungsgleiDimensionideranhandchtenvergleiKoeffizienDurch

nFCGewählt

nFnFa

bCC

a

b

C

C

CvonBestimmung

nFCGewählt

nFV

AsA

Vk

s

RRCCRR

CvonBestimmung

kRRGewählt

g

12:29,12

24:35,24

10330104701

154

10330104704128,04104701402,1104701402,1

330470154

3304704128,044701402,14701402,1

4

4

:,

,

470:

13,4191402,1

4128,04330

²

4

²

4

:

330:

42,302104,302

40

1010097,12

40

10097,12

)()(

:

20:

22

11

99

992

929

22

21

2122

12

212

21

21

1

22

221

2

2

1

2

1

2

9

333

21

222212

2

21

π

π

π

αα


( )

V

As

V

As

s

V

As

V

As

V

As

V

As

nFnFHz

nFnFnFnF

CCf

CCbCaCaR

darausichergibt

istaufgelöstRnachdiechungerungsgleiDimensionideranhandchtenvergleiKoeffizienDurch

nFCGewählt

nFV

As

A

V

A

V

V

Ass

kknF

s

CRRCCCRR

CvonBestimmung

nFCGewählt

nFV

AsA

Vs

k

s

RRCCRR

CvonBestimmung

kRRGewählt

OrdnungeFilterstufdererungDimensioni

Schritt

g

⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅

⋅⋅⋅⋅⋅⋅⋅−

⋅⋅±⋅⋅⋅=

=⋅⋅⋅

⋅⋅⋅−⋅±⋅=

⋅

⋅⋅−⋅±=

=⇒

=⋅

=⋅⋅⋅

⋅⋅⋅⋅=Ω⋅Ω⋅

⋅=⋅⋅

=⇒⋅⋅⋅=

=⇒

=⋅

=⋅

⋅⋅=Ω

⋅=+

=⇒⋅+=

Ω==

−−

−−−−

⋅

−

−−−−

−

−−−

99

992

929

22

43

4332

32

333

43

43

3

9

33933

443

3343433

3

4

9

333

21

244433

4

43

10150106801

154

10150106803245,04106806216,010680621,0

150680154

1506803245,046806216,06806216,0

4

4

:

,,

680:

83,5731083,573

2020150

10101010442,3

2020150

10443,3

:

150:

87,1641087,164

40

1010595,6

40

10596,6

)()(

:

20:

).2(.5

:.5

π

π

π

ββ

αα


Abb. 4.15

299

299

2929

10150106801

154

10150106803245,04106806216,010680621,0

⋅⋅⋅⋅⋅⋅

⋅⋅⋅⋅⋅⋅−

⋅⋅±⋅⋅⋅=

−−

−−−−

V

As

s

V

As

V

As

V

As

π

A

VR

A

VR

V

As

s

96,1208886,319061

922,1

109045,1108,42243

11

79

==⇒

⋅⋅

⋅±⋅=

−

−−

Ω=⇒

Ω=⇒

kRgewählt

kRgewählt

12:

33:

4

3

4.1.12 Nachverstärkung

Während im Modul des Instrumentations-

verstärkers bereits eine Vorverstärkung des

Signals erfolgte, wird im letzten Teil der

Messschaltung die Nachverstärkung (Leis-

tungsverstärkung) vorgenommen.

Hierbei handelt es sich um einen nichtinver-

tierenden Verstärker. Das Signal wird durch

einen Spannungsteiler auf den invertieren-

den Eingang des OPV zurückgekoppelt

wodurch die Ausgangsspannung verstärkt

wird. Der Verstärkungsfaktor wird durch das Verhältnis der beiden Widerstände 1R

und 2R bestimmt. Das Eingangssignal ist phasengleich mit dem Ausgangssignal.

Da der Ausgangswiderstand des nichtinvertierenden Verstärkers sehr niederohmig ist,

wirkt die Schaltung wie eine Spannungsquelle, sodass das Biosignal direkt weitergeführt

werden kann (z.B.: Oszilloskop, Soundkarte vom Laptop, Mikrocontroller oder AD-

Wandler, usw.)


Abb. 4.16

Steht das Poti auf Ω= kRPoti 0 , gilt: Steht das Poti auf Ω= kRPoti 100 , gilt:

Messungen mit einem Oszilloskop zeigten, dass eine mittlere Schleifenposition des Potis

optimale Ergebnisse lieferte. Größere Verstärkungen führten zur Übersteuerung des OPV.

4.1.13 Die Spannungsversorgung

Zum Betrieb der Messschaltung und

der einzelnen OPV ist eine

symmetrische Spannungsversorgung

erforderlich.

Die beiden Widerstände arbeiten als

Spannungsteiler und erzeugen +4,5V

und -4,5Volt. Am Ausgang des

Spannungsfolgers kann der „virtuelle

Ground“ abgegriffen werden. Die Schal-

tung erreicht ihre Grenzen, so bald der Ausgangsstrom des OPV überschritten wird. Da

für die Messschaltung zwei verschiedene Spannungsquellen benötigt werden, wird der

abgebildete Schaltplan zweimal in die Messanordnung integriert

4.1.14 Ausgang / Anzeige / Messpunkte

Um das Ausgangssignal der Messkette anzuzeigen, besitzt die Schaltanordnung zwei

Ausgänge. 1. Ein Anschluss in Form von zwei Labor-Buchsen ( für „Bananenstecker“

jeweils für Signalanschluss und GND), um das Signal mit einem Oszilloskop zu verbin-

den. 2. Eine Klinkenbuchse, um das Signal mit der Soundkarte eines Laptops zu verbin-

den.

10011

10001

1

max

2

1max

=Ω

Ω+=

+=

k

kv

R

Rv

1,101001

10001

1

max

2

1max

=Ω+Ω

Ω+=

++=

kk

kv

RR

Rv

Poti


Abb. 4.17

Darstellung der Messpunkte:

Wie Abb. 4.17 zeigt, können einzelne Module aus dem Messkreis ausgekoppeln bzw.

hinzugeschaltet werden. An den jeweilige Messpunkte kann die Art und Weise der Sig-

nalverarbeitung gemessen werden. Außerdem besteht die Möglichkeit über S1 ein exter-

nes Signal einzuspeisen, um so die Funktion und Wirkweise einzelner Module noch deut-

licher zu veranschaulichen und um z.B. die Bandsperre auf die 50Hz Sperrfrequenz zu

eichen.

.

InAmp mit integr.Hochpass

und DRL

Nachverstärkung Optokoppler Tiefpass Bandsperre Anzeige

+

-

HzfTp 15=Hzfr 50=

A B C D E F

+

-

offset

Offset-Regelung

S1

externes Testsignal

S2 S3 S4

Signaleingang

Messpunkt I Messpunkt III Signalausgang Messpunkt IV Messpunkt II


Abb. 4.18

4.1.15 Gesamtschaltung


Abb. 4.23

4.2 Messergebnisse

50Hz Kerbfilter

15Hz Tiefpass

0,04 Hz Hochpass

15Hz Hochpass

50Hz Kerbfilter

15Hz Tiefpass

0,04 Hz Hochpass

15Hz Hochpass

50Hz Kerbfilter

15Hz Tiefpass

0,04 Hz Hochpass

15Hz Hochpass

50Hz Kerbfilter

15Hz Tiefpass

0,04 Hz Hochpass

15Hz Hochpass

50Hz Kerbfilter

15Hz Tiefpass

0,04 Hz Hochpass

15Hz Hochpass

Abb. 4.22

Abb. 4.20

Abb. 4.21

Abb. 4.19


Spannung: 1 V pro Raster Zeit: 100 ms pro Raster

P-Welle

ca. 0,2 mV

R-Zacke

U-Welle

S-Zacke

Q-Zacke

T-Welle

Abb. 4.24

Die dargestellten Messergebnisse zeigen die unterschiedlichen Auswirkungen der Filter

auf das Messsignal. Deutlich wird, dass die Filtermodule der dimensionierten Messschal-

tung notwendig sind und wesentlichen Einfluss auf das endgültige Messergebnis haben.

In Abb. 2.24 sind die betreffenden Wellen und Zacken der EKGs markiert und es lässt

sich deutlich ein Vergleich zum idealisierten EKG Verlauf ziehen. Festhalten lässt sich,

dass Abweichungen des idealisierten Kurvenverlaufs in erster Linie durch die Positionie-

rung und die Haftung der Elektroden verursacht werden. Sind die Elektroden falsch an-

gebracht, wird das Messergebnis verfälscht. Ist das Hautgewebe dicker bzw. behaart oder

fettig, reduziert sich die Leitfähigkeit erheblich. Auch das Kontaktgel auf den Elektroden

verbessert das Messergebnis in solchen Fällen nicht wesentlich.


Abb. 4.26

Abb. 4.25

Abb. 4.27


Abb. 4.28

Abb. 4.29

4.3 Messschaltung in Form eines kompakten Messgerätes

Um auch den handlichen

Gebrauch der Messschaltung

darzustellen, wurde die ent-

wickelte Messanordnung stark

verkleinert auf einer 50x80mm

großen Platine aufgebaut. Statt

des diskret aufgebauten InAmp,

wurde ein integrierter Schaltkreis

vom Typ AD620 (ca. 5,90€ bei

Reichelt-Elektronik) verwendet.

Außerdem wurde auf die galva-

nische Trennung verzichtet,

sodass nur eine Spannungsquelle

erforderlich ist. Über ein Poti kann der Verstärkungsgrad der Nachverstärkung eingestellt

werden. Statt einer aktiven 50Hz Kerbfilter wurde ein passiver Kerbfilter eingebaut. An-

gezeigt wird das Messergebnis auf einem mobilen Oszilloskop (DSO nano). Dieses ak-

kubetriebene Messgerät zeichnet sich durch seine handliche Größe aus und ist in der La-

ge, das EKG-Signal deutlich und präzise darzustellen und zu speichern.


Abb. 4.29

Schaltplan :

Entwicklung und Dimensionierung des Pulszählers - 60 -

Abb. 5.1 Abb. 5.2

Abb. 5.4 Abb. 5.3

5 Entwicklung und Dimensionierung des Pulszählers

Der Puls lässt sich optisch im Durchlicht- oder im Auflichtverfahren messen. Im Testauf-

bau lieferten beide Methoden Ergebnisse, jedoch reagierte die Messung mit dem Durch-

lichtverfahren wesentlich präziser bei dickerem Hautgewebe. Abb. 5.2 zeigt den Sensor

der in eine Holzklemme integriert ist. Hier wird der Pulsschlag mittels Durchlichtverfah-

ren gemessen. In Abb. 5.3 ist der Sensor der Auflichtmethode zu erkennen, bei dem ein

Finger einfach auf die Sensoroberfläche aufgelegt werden muss und die gesendete Licht-

wellen entsprechend reflektiert werden. Realisiert wurde letztendlich die Messschaltung

mittels Durchlichtverfahren.


Abb. 5.5

Messtechnische Anforderungen an den Pulszähler

- Nur kleine Signaländerungen am Sensor müssen trotz des bestehenden Gleichlichtan-

teils präzise registriert werden.

- Durch den erforderlichen hohen Verstärkungsgrad führen Störsignale die zB. durch

Fremdlicht oder elektromagnetische Störeinkopplungen verursacht werden, zu einer Ver-

zerrung des eigentlichen Messsignals

-Aus einem sinusförmigen Messsignal muss ein Rechtecksignal generiert werden, um den

Pulsschlag zu zählen.

Messtechnisch betrachtet handelt es sich bei der Pulsmessung um ein periodisches Signal,

dass jedoch nicht sinusförmig ist. In seinem zeitlichen Verlauf beschreibt das gemessene

Signal die Volumen-Druck Änderung von Arterien und ist in seinem Verlauf „nichthar-

monisch“ 90

5.1 Blockschaltbild

90 Vgl., HUSAR, 27.

Strom-Spannungs-Wandler

Hochpass Tiefpass Komparator Pulszähler Anzeige

+

-

HzfHp 15,0= HzfTp 5,5=LEDInfrarot

IC 4033

.tFotowiders

Pulssensor


Abb. 5.6

5.2 Entwicklung und Dimensionierung des Pulsmessers

Um das Pulssignal aufnehmen zu können, ist die richtige Abstimmung des Sensors

grundlegend. Als Lichtquelle des Sensors dient hier eine helle rote LED, die Licht mit

einer Wellenlänge von 660nm erzeugt und durch das Hautgewebe sendet. LEDs haben

den Vorteil einer geringen Stromaufnahme und einer kompakten Baugröße. Zur Messung

des Lichtanteils, der nicht von den Blutkörperchen absorbiert wird, wurde ein Fotowider-

stand verwendet, der zusammen mit einem nach Masse geschalteten Widerstand einen

einfachen Spannungsteiler darstellt.

Bei ersten Testschaltungen wurde versucht, das schwache Pulssignal durch einen entspre-

chend hohen Verstärkungsgrad so zu verstärken, sodass der OPV übersteuert wird und

direkt ein Rechtecksignal erzeugt. Dies

hätte den Vorteil, dass nur wenige Bau-

teile verwendet werden müssen. Es zeig-

te sich jedoch sehr schnell, dass dieser

Ansatz zu mangelhaften Ergebnissen

führt (siehe Abb. 5.6). Zwar konnte ein

Pulssignal gemessen werden, welches

jedoch zur weiteren Verarbeitung es in

dieser Form nicht verwendet werden

konnte. Das Pulssignal fällt bei jeder Testperson (aufgrund versch. Gewebedicke und

Struktur der Haut) unterschiedlich aus. Zusätzlich beeinflussen hochfrequente Störungen

die Bildung des Rechtecksignals erheblich. Im weiteren Versuchsaufbau zeigte sich, dass

die Aufteilung der Verstärkung des Pulssignals auf mehrere Stufen bessere Ergebnisse

lieferte. Zwischen den Verstärkerstufen glättet ein passiver Tiefpassfilter das Pulssignal.

Zur Unterdrückung des Gleichlichtanteils im Pulssignal dient jeweils ein Kondensator,

der vor die beiden OPV geschaltet wird. Da das Pulssignal häufig unregelmäßig ausfällt,

soll durch die Verwendung eines monostabilen Multivibrators eine Impulsbreite festge-

legt werden, um somit dem Pulszähler ein regelmäßiges und eindeutig definiertes Signal

zukommen zu lassen.

5.2.1 Der Pulssensor

Sensor und Empfänger sind mit einer Klammer am Finger befestigt. Zum einen wird da-

durch der Querschnitt der Arterien vergrößert. Und zum anderen werden so während der

Erschlaffungsphase (Diastole) die Blutkörper (Erythrozyten) aus der Arterie herausge-


Abb. 5.7

Abb. 5.8

Abb. 5.9

presst. Hierdurch können mehr Photonen das Gewebe

passieren, sodass ein größerer Spannungsabfall über

dem Fotowiderstand anfällt.

Die Leitungen der LED und des Sensors werden durch

ein geschirmtes USB-Kabel an die Holzklemme ge-

führt. Der Fotowiderstand 1LDR und der Widerstand 2R

bilden zusammen einen Spannungsteiler. Das Signal

wird abgegriffen und über das USB-Kabel zur Mess-

platine geführt.

5.2.2 Verstärkerstufen

Die Verstärkung des Pulssignals erfolgt durch zwei hintereinander geschaltete invertie-

rende Verstärker. Da bei dickerem Hautgewebe das Signal schwächer ausfällt, kann der

Verstärkungsgrad des zweiten Verstärkers über ein

Poti variieren werden. Während die erste

Verstärkerstufe das Pulssignal 100fach verstärkt

(siehe Abb. 5.8), wird durch die hohe

Gesamtverstärkung der zweite Verstärker

übersteuert und erzeugt somit ein Rechtecksignal.

Verstärker I:

10010

1000

3

41 =

ΩΩ=−=

k

k

R

Rv

Abb. 5.9 zeigt das bereits 100 fach verstärkte Pulssignal in seinem Verlauf

t

U max. Lichtdurchlässigkeit

max. Absorption der Blutkörperchen

Signal


Abb. 5.10

Abb. 5.10

Abb. 5.11

Abb. 5.11

Verstärker II:

50010

5000

6max2 =

ΩΩ=−=

k

k

R

Rv Poti

5.2.3 Tiefpass

Der Tiefpassfilter wird durch ein RC-Glied realisiert und besitzt eine Sperrfrequenz von

Hzfr 56,5=

Die Kondensatoren, die den Gleichlichtanteil unterdrücken, werden jeweils vor die Sig-

naleingänge der Verstärker gesetzt und besitzen jeweils eine Kapazität von nFC 4703/1 =

5.2.4 Monostabiler Multivibrator

Zur stabilen Ansteuerung der Zählstufe wird die Pulsbreite des Rechtecksignals über ei-

nen monostabilen Multivibrator (MMV) eindeutig definiert. Die genaue Funktionsweise

und Dimensionierung eines MMV wird in Kap. 5.2.6 beschrieben. Die Abb. 5.11 zeigt

wie das Pulssignal in der Messkette verarbeitet wird, sodass am Ausgang der Messplatine

ein Rechtecksignal mit definierter Pulsbreite erzeugt wird.

Rechtecksignal mit variabler Pulsbreite

Rechtecksignal mit definierter Pulsbreite

Pulssignal (nichtharmonisch)

Hzs

V

As

A

VCRf r 56,5

156,5

223,12

10101

2

1 63

==⋅⋅

⋅⋅=⋅⋅

=−

ππ


Abb. 5.12

5.2.5 Das digitale Zählmodul

Das Zählmodul soll die Pulsschläge errechnen, die im Laufe einer festgelegten Zeit erfol-

gen. Da es unpraktisch erschien den Zähler eine Minute lang die Pulsschläge addieren zu

lassen, wurde durch Verwendung von zwei monostabilen Multivibratoren (mittels zwei

NE555 Bausteinen) eine Schaltung aufgebaut, die jeweils die Pulsschläge innerhalb von

10 Sekunden addiert. Die Summe wird 5 Sekunden lang über eine 7-Segment-Anzeige

wiedergegeben. Das Ergebnis muss dann mit 6 multipliziert werden, um auf die Puls-

schläge pro Minute zu kommen.

Der jeweilige Schaltzustand der beiden monostabilen Multivibratoren wird durch jeweils

eine LED angezeigt. Grundbaustein des Zählmoduls ist das IC 4033. Hierbei handelt es

sich um einen synchronen dekadischen Zähler mit integriertem 7-Segment-Dekoder.

Wichtig zu beachten ist, dass die Anschlüsse CE (Clock Enable = Taktfreigabe) und Re-

set während des Zählvorganges Low-Level erhalten müssen. Pin 5 (carry out) des ersten

IC 4033 (I), welches die Einerstellen addiert, wird mit der höherwertigen Zählstufe IC

4033 (II) verbunden. Die beiden Timer (MMV I und MMV II) haben die Funktion die

beiden Zählbausteine entweder in ihrem Zählvorgang anzuhalten oder sie zu reseten. Ein

OR-Gatter sorgt dafür, dass nach Ablauf des 15 Sekunden dauernden Impulses und dem

Zusammenfallen eines erneuten Pulssignals die beiden Timer erneut gesetzt werden und

die Pulszählung beginnt.


Pulssignal

MMV II

MMV I 10 s

15 s

Anzeige: ca. 5 s

Zeit in Sekunden

Verzögerung bis OR-Gatter Low-Level erreicht

Abb. 5.13

Aufgrund von Problemen mit eindeutigen Low-Pegeln für das Reseten wurde nach langer

Fehlersuche der Resetanschluss, der im Normalfall vom Ausgang des MMVII ausgehen

sollte, an den Kollektor der LED-Anzeige gelegt. Das Zählmodul wird auf Null zurück-

gesetzt, indem beide Reseteingänge ein High-Level erhalten. Dies ergibt Low-Level an

den Ausgängen a,b,c,d,e,f, sodass die 7-Segment-Anzeige Null anzeigt.

5.2.6 Schaltverhalten des monostabilen Multivibrators (MMV)

Die Impulsdauer des ersten MMV (I) beträgt exakt 10 Sekunden. Dies wurde mit Hilfe

eines Trimmpotis so genau wie möglich versucht zu kalibrieren. Abweichungen von we-

nigen Millisekunden sind dabei möglich, dürfen für diese nicht medizinische Anwendung

aber vernachlässigt werden. Das eingehende Pulssignal gelangt zunächst über das OR-

Gatter an beide Eingänge (jeweils Pin 2) der beiden MMV. Der Ausgang des MMV (I)

ist mit dem CE (Clock Enable) Eingang der ersten Zählstufe IC 4033 (I) verbunden. Der

Ausgang des MMV (I) bleibt auf High-Level für 10 Sekunden, der Ausgang des MMV

(II) dagegen für 15 Sekunden auf High-Level. Wie in der Grafik deutlich wird, ergibt sich

dadurch ein Zeitfenster von 5 Sekunden, in denen das gezählte Ergebnis angezeigt wird.

Der Zählvorgang ist innerhalb dieser Zeitspanne unterbrochen, das Ergebnis wird aber

erst nach Ablauf der 5 Sekunden resetet. Nach Ablauf der 15 Sekunden sendet MMV (II)

ein Low-Signal an das OR-Gatter. Mit dem Zusammenfallen dieses Low-Signals und der

abfallenden Flanke eines erneuten Pulssignals sendet das OR-Gatter ebenfalls ein Low-

Signal an die Eingänge der beiden Timerbausteine, die dadurch jeweils ihre Impulsdauer

von 10 Sekunden bzw. 15 Sekunden wieder aufnehmen.


Exkurs:

Funktion des Timerbausteins NE 555

Das Timer IC NE 555 besteht aus sechs Funktionsstufen, deren Funktionsweise lediglich

durch die äußere Beschaltung abhängig ist. Zwischen Pin 1 und 8 erzeugt ein Spannungs-

teiler bestehend aus drei gleich großen Widerständen zwischen GND und Vcc zwei Refe-

renzsspannungen (im Normalfall bU

3

1 und bU

3

2 ).

Zwei OPV die als Komparatoren arbeiten, erhalten jeweils eine der Referenzspannungen

und jeweils die Anschlüsse Threshold (Pin 6) und Trigger (Pin 2). Sie vergleichen die

Referenzspannung jeweils mit den Spannungen die an Threshold bzw. Trigger anliegen

und ändern ihre Ausgänge dementsprechend, sodass das Flip-Flop gesetzt oder zurückge-

setzt werden kann. Das Flip-Flop wird gesetzt, sobald die Spannung am invertierenden

Eingang des Komparators der an Pin 2 liegt kleiner ist als die Spannung am nichtinvertie-

renden Eingang (Trigger-Spannung muss 1/3 kleiner sein als Vcc). Gesetzt wird das Flip-

Flop demnach durch einen Low-Impuls am Trigger-Eingang. Der Low Impuls am Trig-

ger-Eingang muss dabei kleiner als die Im-

pulsdauer sein. Das Flip-Fop wird zurück-

gesetzt, sobald die Spannung am nichtinver-

tierenden Eingang des Komparators an Pin 5

und 6 größer ist als die Spannung am inver-

tierenden Eingang (Threshold-Spannung

muss dazu 2/3 größer sein als Vcc). Das

Flip-Flop wird somit über die beiden Kom-

paratoren gesteuert und speichert so den

jeweiligen Zustand des Timers. Pin 4 stellt

den Reset-Anschluss des Timers dar und setzt das Flip-Flop zurück. Dieser Anschluss

muss zum Betrieb des Timers ein High-Level erhalten. Die Ausgangsstufe an Pin 3

(Output Stage) besitzt zusätzlich eine Gegentakt-Ausgangsstufe aus bipolaren Transisto-

ren, die höhere Ströme am Ausgang ermöglichen sollen

Der Transistor an Pin 7 liegt mit seinem Kollektor am Discharge-Anschluss und ist

durchgeschaltet sobald der Ausgang an Pin 3 Low-Level erhält.

Abb. 5.14


Abb. 5.15

Die Funktionsweise der beiden im Pulszähler verwendeten monostabilen Multivibratoren

lässt sich anhand Abb. 5.15 erläutern. Im Wesentlichen bestimmen die Bauteile

11 CundR das Schaltverhalten des MMV. Sie bilden das RC-Glied, welches die Impuls-

dauer bestimmt. Die Betriebsspannung darf laut Datenblatt zwischen 4,5V und 18V lie-

gen und beträgt für den Pulszähler hier 9V.

Durch einen Low Impuls am Trigger-Eingang (Pin 2) sinkt die Spannung am invertieren-

den Eingang des ersten Komparators auf unter 1/3 Vcc, sodass durch den Komparator das

Flip-Flop gesetzt wird. Gleichzeitig ist der Kondensator, der vor den invertierenden Ein-

gang des zweiten Komparators geschaltet ist, geladen, sodass auf ihm die Spannung von

2/3 Vcc liegt (C2 verhindert zusätzlich ein Schwingen der Schaltung). Sobald sich nun

1C über die beiden Widerstände bis auf 2/3 Vcc aufgeladen hat, ist die Spannungsschwel-

le am nichtinvertierenden Eingang überschritten, sodass der Ausgang des zweiten Kom-

parators das Flip-Flop zurückgesetzt. Die Ausgangsstufe des NE555 erhält somit Low-

Level. Während des Low-Levels des MMV, entlädt sich 1C vollständig. Erst wenn über

den Trigger-Eingang ein neuer Low-Impuls zum Setzen des Flip-Flops erfolgt, wieder-

holt sich der Vorgang erneut. Die Grafik in Abb. 5.16 soll die jeweiligen Schaltzustände

verdeutlichen. Der erneute Low-Impuls erfolgt erst beim Zusammenfallen eines erneuten

Pulssignals und dem Signal des zweiten MMV, sobald dieser seine 15 Sekunden lange

Impulsdauer abgeschlossen hat.


Dimensionierung des MMV (I):

Der MMV (I) soll eine Impulsdauer von 10s erhalten. Für die Periodendauer gilt:

Für die Berechnung der Impulsdauer gilt:

111,1 CRi ⋅⋅=τ

Aus dem Produkt von1R und 1C ergibt sich die Zeitkonstanteauτ . Innerhalb jeder Zeit-

konstante lädt oder entlädt sich ein Kondensator um 63%. Bei 1,1=τ hat der Kondensa-

tor 2/3 seiner Ladekapazität erreicht.)91 Die Kapazität des Kondensators wurde mit

FC µ101 = gewählt.

Die folgende Berechnung zeigt die ungefähre erforderliche Kalibrierung des ΩM1 -Potis:

Ω=⋅=⋅⋅

⋅=⋅

=⋅

=⇒⋅⋅= kA

V

V

Ass

F

s

C

tRCRt s 9101091,0

101,1

1010

101,1

10

1,11,1 6

6

1

1011110 µ

pi ttT +=

Threshold-Eingang (Pin 6) (RC-Glied)

ti tp

Reset-Eingang am int. FF

Trigger-Eingang (Pin 2)

MMV II

2/3 Vcc

Vcc

0V

Low

Low

Low

0V

High

High

High Set-Eingang am int. FF

Q-Ausgang am int. FF

Ausgang Pin (3) MMV I

1/3 Vcc

Periodendauer T

10s 10s 10s 10s

15s 15s 15s 15s

Low-Signal t<1s

Abb. 5.16


Das Präzisionspotentiometer muss demnach auf ungefähr Ω= kRPoti 930 kalibriert wer-

den. Für den zweiten MMV, dessen Impulsdauer 15 Sekunden betragen soll, erfolgt der

Rechenweg auf die gleiche Weise. Da hier die Impulsdauer für das Messergebnis nicht

relevant ist wird satt des Potis ein Festwiderstand verwendet:

Ω=⋅=⋅⋅

⋅=⋅

=⋅

=⇒⋅⋅= MA

V

V

Ass

F

s

C

tRCRt s 36,11036,1

101,1

1015

101,1

15

1,11,1 6

6

2

1522215 µ

Aufgrund von Störungen des Eingangssignals wurde der Startimpuls an Pin 2 im Test-

aufbau nicht regelmäßig gegeben. Aus diesem Grund wurde eine Pullup-Widerstand zwi-

schen Pin 2 und +Ub von 15 kOhm eingebaut, durch den das Eingangssignal an Pin 2 auf

einen konstanten Pegel gesetzt wird. Diese Maßnahme verbesserte die Stabilität der

Schaltung deutlich!

Pulsschlag: 17 x 6 = 102 bpm

91 Vgl., SCHNABEL, Patrick, Elektronik-Fibel, Norderstedt 2007, 61.

Abb. 5.17


Abb. 5.18

5.2.7 Gesamtschaltung

Ausgabe und Anzeige des EKG-Signals durch Software - 72 -

Abb. 6.1

6 Ausgabe und Anzeige des EKG-Signals durch Software

Über einen Klinkenstecker wird das EKG-Signal an den Audioeingang der Soundkarte

geführt. Sollte die EKG-Messschaltung im Unterricht eingesetzt werden, ist die Darstel-

lung der Herzkurve am Laptop aus folgenden Gründen sinnvoll:

1. Nicht alle Schulen besitzen ein Oszilloskop. Der einfache Anschluss des Aus-

gangssignals der Messschaltung an den Mikrofoneingang der Soundkarte des Lap-

tops stellt eine simple Alternative dar.

2. Zusätzlich wird durch den Akkubetrieb des Laptops ein weiterer Sicherheitsaspekt

erfüllt

3. Die Aufzeichnungsdauer des EKG ist praktisch unbegrenzt, da die verwendeten

Aufnahmeprogramme keine Aufzeichnungsbegrenzung beinhalten.

6.1 Audacity

Als Software bietet sich das einfache und kostenlose Aufnahmetool „Audacity 1.2.6“ an,

dass im Rahmen eines Open-Source-Projekts entwickelt wurde. Es besitzt die Möglich-

keit eingehende Signale vom Mikrofoneingang aufzuzeichnen und vielseitig zu bearbei-

ten. Es können Hoch- und Tiefpassfilter und Signalverstärkungen aktiviert werden. Zu-

sätzlich verfügt das Programm über eine Rauschunterdrückung. Durch Einzoomen des

Signalverlaufs kann die Herzkurve vergrößert und einzelne Abschnitte genauer analysiert

werden.

Ausgabe und Anzeige des EKG-Signals durch Software - 73 -

Abb. 6.2

Abb. 6.3 Abb. 6.4

6.2 EKG Monitor V1.0 SRC (Java)

Eine weitere Aufzeichnungssoftware ist das ebenfalls kostenlose Java Programm „EKG

Monitor V1.0 SRC“, welches speziell zur Aufzeichnung von Biosignalen entwickelt wur-

de. Hier lassen sich noch deutlicher Veränderungen im Signalverlauf registrieren, da

Bandsperren, Hoch- und Tiefpassfilter individuell angepasst und aktiviert werden kön-

nen. Die Herzkurve wird dabei in der oberen Anzeige als unbearbeitetes Eingangssignal

dargestellt, während in der unteren Anzeige das gefilterte und entstörte Signal aufge-

zeichnet wird. Darüber hinaus kann der Herzschlag pro Minute automatisch ermittelt

werden.

6.3 USB-Mini-Scope-Modul

Als weitere Alternative bietet sich das preiswerte „USB-Mini-Scope Modul“ von ELV

an. Es lässt sich per USB-Verbindung an den Laptop anschließen und zeichnet durch die

beigelegte Software das EKG in sehr guter Qualität auf.

Anhang iii

Quellen

Fachliteratur

- HUSAR, Peter, Biosignalverarbeitung, Heidelberg 2010.

- LATHE, Wolfgang, Duden – Nervensystem und Sinnesorgane, Mannheim 2005.

- CAMPBELL, Neil A. / REECE, Jane B., Biologie, München 2006.

- SCHNABEL, Patrick, Elektronik-Fibel, Norderstedt 2007.

- PROBST, Wilfried / SCHUCHARDT, Petra (Hrsg.), Duden – Abiturwissen Biologie, Mannheim

2007.

- TIETZE, Ulrich / SCHENK, Christoph, Halbleiter-Schaltungstechnik, Heidelberg 2002.

- ZASTROW, Dieter, Elektronik, Braunschweig 2002.

- ZASTROW, Dieter, Elektrotechnik, Wiesbaden, 2010.

- BOROCKI, Hans, Schülderduden Chemie – Ein Sachlexikon der gesamten Schulchemie, Mey-

ers Lexikon, Mannheim 1995.

Internetquellen

- BEIS, Uwe, „Rauschspannung bei Widerständen“, http://www.beis.de/Elektronik/Nomograms/R-Noise/ResistorNoise.html, abgerufen am 01.12.2011. - BRAUN, Hans A., Skript zur Vorlesung Physiologe für Psychologen, WS 02/03 „Berechnung

Membranpotential“, http://www.clabs.de/Physio%20f%FCr%20Psychos%20Membranpotentiale.pdf,

abgerufen am 05.01.2012.

- KLEINDIENST, Ralf, „EKG-Grundkurs“,

http://www.grundkurs-ekg.de/ableitung/ableitung2.htm, abgerufen am 20.12.2011.

- SCHAERER, Thomas, Elektronik-Minikurse - Echter Differenzverstärker IV, Elektronik- Kompendium, http://www.elektronik-kompendium.de/public/schaerer/diffemg.htm, abgerufen am 01.12.2011.

Anhang iv

- VDE Verband der Elektrotechnik Elektronik Informationstechnik e.V., http://www.vde.com/de/fg/dgbmt/arbeitsgebiete/fachausschuesse/bsi/schwerp/Seiten/Start.aspx,

abgerufen am 11.01.2012.

- Pfelgewiki, „Puls“, http://www.pflegewiki.de/wiki/Puls, abgerufen am 20.11.2011. - Wikipedia, „Ruhemembranpotential“, http://de.wikipedia.org/wiki/Ruhemembranpotential, abgerufen am 11.01.2012. - Wikipedia „Aktionspotential“, http://de.wikipedia.org/wiki/Aktionspotential, abgerufen am 11.01.2012. - Wikipedia, „Herz“, http://de.wikipedia.org/wiki/Herz, abgerufen am 15.12.2012.

Datenblätter und Herstellerangaben

- Analog, Tutorial „MT-70“, http://www.analog.com/static/imported-files/tutorials/MT-070.pdf, abgerufen am 11.01.2012. - Datenblatt Diode 1N4148, http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/rohm/1n4148.pdf, abgerufen am 15.012.2011. - Datenblatt des Burr-Brown InAmp „INA111“, http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina111.pdf, abgerufen am 01.12.2011. - Datenblatt des Burr-Brown InAmp „INA121“, http://www.ti.com/lit/ds/symlink/ina121.pdf, abgerufen am 01.12.2011. - Datenblatt des Optokopplers „IL300“, http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/siemens/IL300.pdf, abgerufen am 22.11.2011. - National Semiconductor, Linear Brief 5, “High Q Notch Filter”, http://www.national.com/ms/LB/LB-5.pdf, abgerufen am 22.11.2011.

Abbildungsverzeichnis Abb. 2.1 Nervenzelle,

http://www.drgumpert.de/uploads/pics/Abbildung_Nervenzelle_03.jpg, abge-rufen am 15.12.2011.

Abb. 2.2 Aktionspotential, http://pharmakologie.files.wordpress.com/2009/03/491px-aktionspotential_svg.png?w=604, abgerufen am 15.12.2011.

Abb. 2.3 Weiterleitung AP, http://de.wikipedia.org/w/index.php?title=Datei:Resistance_and_capacitance_of_membrane.svg&filetimestamp=20110724204606, abgerufen am 15.12.2011.

Anhang v

Abb. 2.4 Saltatorische Erregungsleitung, http://de.wikipedia.org/w/index.php?title=Datei:Saltatorische_Erregungsleitung.svg&filetimestamp=20101117191027, abgerufen am 12.12.2011.

Abb. 2.5 Ableitung nach Einthoven, http://www.onmeda.de/arztbesuch/untersuchung_behandlung/ekg.html?gfx=3,abgerufen am 11.12.2011.

Abb. 2.6 Ableitung nach Goldberger, http://www.onmeda.de/arztbesuch/untersuchung_behandlung/ekg.html?gfx=4, abgerufen am 11.12.2011.

Abb. 2.7 Ableitung nach Wilson, http://www.neurop.ruhr-uni-bochum.de/Praktikum/anleit2/prakt.html#318, abgerufen am 11.12.2011.

Abb. 2.8 Drei Punke Ableitung http://www.grundkurs-ekg.de/monitoring/ekg3.jpg, abgerufen am 11.12.2011.

Abb. 2.9 EKG-Kurve, http://www.praevention-portal.de/images/wekgnormal.jpg,

abgerufen am11.12.2011. Abb. 3.1 Elektrode-Ersatzschaltbild: Eigene Zeichnung Abb. 3.2 Foto Elektrode I Abb. 3.3 Foto Elektrode II Abb. 3.4 InAmp (diskret): Eigene Zeichnung Abb. 3.5 Störeinkopplungen, http://www2.hs-esslingen.de/~johiller/biosignale/pics/bios14.gif,

abgerufen am 15.12.2011. Abb. 3.6 Induktiv eingekoppelte Störungen: eigene Zeichnung Abb. 3.7 Schnabel, Patrick, Elektronik-Kompendium, “Hochpass”,

http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0206171.htm, abgerufen am 17.12.2011.

Abb. 3.8 Schnabel, Patrick, Elektronik-Kompendium, “Hochpass”, http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0206171.htm, abgerufen am

17.12.2011. Abb. 3.9 Schnabel, Patrick, Elektronik-Kompendium, “Tiefpass”, http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0206172.htm, abgerufen am

17.12.2011 Abb. 3.10 Schnabel, Patrick, Elektronik-Kompendium, “Tiefpass”, http://www.elektronik-kompendium.de/sites/slt/0206172.htm, abgerufen am

17.12.2011 Abb. 3.11 Doppel-T-Filter: Eigene Zeichnung Abb. 3.12 Kerbfilter-50 Hz Notch Frequenzdiagramm,

http://upload.wikimedia.org/wikipedia/commons/thumb/4/43/Notch_50Hz_audio_filter.svg/220px-Notch_50Hz_audio_filter.svg.png, abgerufen am 15.12.2011

Abb. 4.1 Blockschaltbild der Messkette: eigene Zeichnung Abb. 4.2 RFI-Protection Schaltplan: eigene Zeichnung Abb. 4.3 Instrumentationsverstärker diskret (Schaltplan): eigene Zeichnung Abb. 4.4 Offsetabgleich (Schaltplan): Eigne Zeichnung Abb. 4.5 Schirmung (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.6 DRL (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.7 Hochpass I (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.8 Hochpass II (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.9 Galvanische Trennung (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.10 Offset II (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.11 50Hz Notch-Filter passiv (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.12 50Hz Notch-Filter aktiv (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.13 Frequenzdiagramm

Anhang vi

Abb. 4.14 Tiefpass (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.15 Nachverstärkung (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.16 Spannungsversorgung (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 4.17 Darstellung Messpunkte (Blockschaltbild): Eigene Zeichnung Abb. 4.18 Gesamtschaltplan: Eigene Zeichnung Abb. 4.19 Oszilloskop Messsignal A Abb. 4.20 Oszilloskop Messsignal B Abb. 4.21 Oszilloskop Messsignal C Abb. 4.22 Oszilloskop Messsignal D Abb. 4.23 Oszilloskop Messsignal E Abb. 4.24 EKG-Analyse: Eigene Zeichnung Abb. 4.25 Eigenes Foto „EKG Demonstrationsmessgerät I“ Abb. 4.26 Eigenes Foto „EKG Demonstrationsmessgerät II“ Abb. 4.27 Eigenes Foto „EKG Demonstrationsmessgerät III“ Abb. 4.28 Eigenes Foto „Mobiles EKG I“ Abb. 4.29 Eigenes Foto „Mobiles EKG II“ Abb. 4.30 Mobiles EKG (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 5.1 Pulsmessung – Durchlichtverfahren:

http://www.leifiphysik.de/web_ph09_g8/umwelt_technik/10pulsmessung/pulsmessung01.htm, abgerufen am 20.11.2011.

Abb. 5.2 Eigenes Foto Durchlichtsensor Abb. 5.3 Pulsmesser - Auflichtverfahren

http://www.conatex.com/mediapool/versuchsanleitungen/VAD_Physik_Pulsmesser.pdf, abgerufen am 2011.2011.

Abb. 5.4 Eigenes Foto Auflichtsensor Abb. 5.5 Blockschaltbild Pulsmesser: Eigene Zeichnung Abb. 5.6 Oszilloskop Messsignal „Pulssignal I“ Abb. 5.7 Pulssensor (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 5.8 Verstärker I (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 5.9 Oszilloskop Messignal „Pulskurve 100fach verstärkt“ Abb. 5.10 Verstärker II (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 5.11 Oszilloskop Messignal „Vergleich der Pulsform/breite“ Abb. 5.12 Blockschaltbild „Pulszähler“: Eigene Zeichnung Abb. 5.13 Zustandsdiagramm Pulszähler: Eigene Zeichnung Abb. 5.14 IC NE555 Schaltplan: Abb. 5.15 Timer MMV (Schaltplan): Eigene Zeichnung Abb. 5.16 Zustandsdiagramm MMV: Eigene Zeichnung Abb. 5.17 Foto Pulszähler Abb. 5.18 Gesamtschaltplan: Eigene Zeichnung Abb. 6.1 Sreenshot „Audacity“ Abb. 6.2 Sreenshot „EKG Monitor V1.0 SRC“ Abb. 6.3 Screenshot “USB-Mini Scope” Abb. 6.4 Foto USB-Mini-Scope-Modul von ELV:

http://www.elv-downloads.de/ bilder/artikel/Produkte/9/993/99335/Internet/ gross/99335_F01_GeUSB_Scope.jpg, abgerufen am 16.11.2011.

Anhang vii

Anhang

Platinenlayout (erzeugt durch „Sprint Layout 5.0“)

EKG Modul A EKG Modul B

Anhang viii

EKG Modul C EKG Modul D

Anhang ix

EKG Modul E EKG Modul F

Anhang x

Pulszähler

Pulsmesser

Anhang xi

Eidesstattliche Erklärung

Ich versichere, dass ich die vorliegende Arbeit ohne Hilfe Dritter und ohne Benutzung

anderer als der angegebenen Quellen und Hilfsmittel angefertigt und die den benutzten

Quellen wörtlich oder inhaltlich entnommenen Stellen als solche kenntlich gemacht

habe. Diese Arbeit hat in gleicher oder ähnlicher Form noch keiner Prüfungsbehörde

vorgelegen.

Münster, den 24.01.2012

Nachname: ________________ Vorname: ________________

Matrikelnummer: _______________ Unterschrift: ________________

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Entwicklung und Bau eines Demonstrationsmessgerätes · PDF fileEKG-Signals beruht auf dem Prinzip der Differenzspannungsmessung mit dem Operati-1 Einführungskapitel 2 onsverstärker